开关电源装置

1.一种开关电源装置，其特征在于，该开关电源装置具有：
高边开关，其连接在输入电压与电感器之间；
斜波信号生成部，其生成与所述高边开关的开关频率同步的斜波信号；
叠加电路，其生成与由所述斜波信号生成部生成的斜波信号的振幅以及频率对应的具有正斜率的第2斜波信号，并使所生成的第2斜波信号与第1基准电压叠加，生成叠加信号；
控制部，其将由所述叠加电路生成的叠加信号和大小与输出电压对应的反馈信号进行比较，在所述反馈信号低于所述叠加信号的情况下，控制导通定时使得所述高边开关导通；
过电流检测部，其检测在输出负载中流过的电流是否为过电流；
截止定时器，其根据所述过电流检测部的检测结果、所述输入电压和所述输出电压，决定强制地使所述高边开关截止的期间，并生成基于所决定的期间的强制截止信号；以及前馈部，其生成与所述输入电压成反比且与所述输出电压成正比的前馈电流，所述截止定时器根据由所述前馈部生成的前馈电流和所述过电流检测部的检测结果，决定强制地使所述高边开关截止的期间，并生成基于所决定的期间的强制截止信号，所述控制部在所述过电流检测部检测到过电流的情况下，使所述高边开关截止，并且根据由所述截止定时器生成的强制截止信号，在由所述截止定时器决定的期间内强制地使所述高边开关截止。
2.根据权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于，
所述过电流检测部根据流过所述高边开关的电流是否为规定阈值以上来检测过电流。
3.根据权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于，
该开关电源装置具有低边开关，该低边开关连接在所述电感器与地之间，所述过电流检测部根据流过所述低边开关的电流是否为规定阈值以上来检测过电流。
4.根据权利要求3所述的开关电源装置，其特征在于，
所述过电流检测部在所述低边开关导通的期间内，对与流过所述低边开关的电流对应的低边开关电流信号进行采样保持，在所述高边开关导通的期间内，根据采样保持的低边开关电流信号进行过电流检测。
5.一种开关电源装置，其特征在于，该开关电源装置具有：
高边开关，其连接在输入电压与电感器之间；
斜波信号生成部，其生成与所述高边开关的开关频率同步的斜波信号；
叠加电路，其生成与由所述斜波信号生成部生成的斜波信号的振幅以及频率对应的具有正斜率的第2斜波信号，并使所生成的第2斜波信号与第1基准电压叠加，生成叠加信号；
振幅信号生成部，其生成与由所述斜波信号生成部生成的斜波信号的振幅对应的振幅信号；
控制部，其将由所述叠加电路生成的叠加信号和大小与输出电压对应的反馈信号进行比较，在所述反馈信号低于所述叠加信号的情况下，控制导通定时使得所述高边开关导通；
过电流检测部，其检测在输出负载中流过的电流是否为过电流；以及
截止定时器，其根据所述过电流检测部的检测结果、所述输入电压和所述输出电压，决定强制地使所述高边开关截止的期间，并生成基于所决定的期间的强制截止信号，所述振幅信号生成部具有：
采样保持电路，其保持由所述斜波信号生成部生成的斜波信号的谷电压；以及误差放大器，其对由所述采样保持电路保持的谷电压与第2基准电压进行比较，生成与比较结果对应的误差放大信号，将该误差放大信号作为振幅信号输出，所述控制部根据由所述振幅信号生成部生成的振幅信号，在由所述斜波信号生成部生成的斜波信号的振幅小于规定值的情况下，进行控制，使得所述高边开关的导通宽度扩宽，并且在由所述斜波信号生成部生成的斜波信号的振幅为规定值以上的情况下，进行控制，使得所述高边开关的导通宽度缩窄。

开关电源装置\n技术领域\n[0001] 本发明涉及供给直流稳定电压的开关电源装置。\n背景技术\n[0002] 对于供给图像引擎或CPU等数字信号处理LSI的电源电压的DC/DC转换器，要求针对动态变动的数字负载、极力抑制输出电压变动幅度的高负载响应性能，但是，在为了对输出电压与基准电压进行比较而安装了误差放大器的DC/DC转换器中，该误差放大器成为延迟要素的主要原因，存在负载响应性能恶化的问题。因此，提出并广泛使用如下的PFM（频率调制）控制的纹波转换器：不安装作为延迟要素主要原因的误差放大器，由此提高针对数字负载要求的负载响应性能。\n[0003] 传统的PFM纹波转换器是检测输出电压的纹波电压来进行控制的方式，因此，为了得到充分的纹波信号，输出电容器需要ESR（Equivalent Series Resistance：等效串联电阻）较大的电解电容器等，从而妨碍了系统的小型化。\n[0004] 近年来，如作为现有技术的例子而示出的专利文献1、2那样，提出了很多如下这样的产品并实现了产品化：在反馈电压或基准电压侧叠加假设了基于ESR的纹波的Ramp（斜波）信号，由此，即使在使用ESR较小的陶瓷电容器作为输出电容器的情况下，也能够进行稳定动作。\n[0005] 图18是示出包含专利文献1、2所记载内容的现有开关电源装置的结构的电路图。\n另外，图19是示出现有开关电源装置的动作的时序图。参照这些图，对采用一般的导通宽度固定型纹波控制方式的开关电源装置的动作进行说明。另外，在专利文献1、2中均公开了在反馈信号中叠加Ramp信号的方式，但是，该方式在动作上与在基准电压中叠加Ramp信号的方式等效，因此，为了简化此后的说明，变更成在基准电压中叠加Ramp信号的方式进行说明。\n[0006] 在图18中，斜波发生器18生成假设了ESR的纹波信号后的Ramp信号，并将其输出到叠加电路3。叠加电路3生成将具有正斜率的Ramp信号与第1基准电压REF叠加后的第2基准电压REF2，将其输出到反馈比较器4的正输入端。\n[0007] 另一方面，反馈电压FB被输出到反馈比较器4的负输入端。该反馈电压FB是通过反馈分压电阻16和17对输出电压Vout进行分压后的电压。当反馈电压FB低于第2基准电压REF2时，反馈比较器4立即向单触发电路5a输出FB_TRG信号。\n[0008] 单触发电路5a接收由反馈比较器4输出的FB_TRG信号，生成恒定时间宽度的ON_TRG信号，将其输出到导通定时器7b的Set端子。\n[0009] 另一方面，前馈电路6b对输入电压Vin和输出电压Vout进行检测，生成与Vin成正比且与Vout成反比的前馈信号Iton，将其输出到导通定时器7b的Adj端子，使得即使输入电压Vin和输出电压Vout的设定变化，也维持恒定开关频率。\n[0010] 导通定时器7b将由单触发电路5输出的ON_TRG信号作为触发，向驱动逻辑8输出与前馈信号Iton对应的Ton信号。前馈信号Iton越大，Ton信号的时间宽度越窄。\n[0011] 驱动逻辑8根据由导通定时器7a输出的Ton信号，输出高边驱动器9的驱动信号Hon和低边驱动器10的驱动信号Lon，与此同时，利用SW信号检测再生期间结束而流过电感器13的电流IL的极性反转的情况，将驱动信号Lon从High切换为Low，使低边MOSFET12截止，防止电感器电流IL的过大逆流，由此，具有防止产生无用损耗的功能。\n[0012] 高边驱动器9根据由驱动逻辑8输出的Hon信号，驱动高边MOSFET11的栅极，由此，经由电感器13向输出电容器14和输出负载15供给能量。\n[0013] 低边驱动器10根据由驱动逻辑8输出的Lon信号，驱动低边MOSFET12的栅极，在高边MOSFET11截止后的电感器电流IL的再生期间，使低边MOSFET12导通，从而降低导通损耗。\n[0014] 这样，在图18所示的现有的开关电源装置中，通过上述一连串的动作，在输出负载电流Iout从轻负载急剧变化为重负载而使输出电压Vout降低时，立即使高边MOSFET导通，从而实现高负载响应性，进而，能够实现在传统的纹波控制方式中无法实现的输出电容器的陶瓷电容器化。\n[0015] 【专利文献1】美国专利第6583610号说明书\n[0016] 【专利文献2】日本特开2008-728912号公报\n[0017] 但是，专利文献1、2所示的在反馈电压FB或基准电压REF中叠加恒定斜率的Ramp信号的方式具有如下缺点：在输出负载电流Iout变化而开关频率变化时，Ramp信号的振幅变化，与此相伴，输出电压Vout也发生变动，作为DC/DC转换器的重要特性的负载调节率恶化。具体而言，使用图19所示的时序图进行说明。\n[0018] 当输出负载电流Iout从重负载急剧变化为轻负载时，输出电压Vout瞬间上升。\n然后，输出电压Vout随着时间的经过而降低，在反馈信号FB低于叠加有Ramp信号的第2基准电压REF2的顶点电位时，单触发电路5输出导通触发信号ON_TRG。由此，虽然高边MOSFET11导通，但是，输出负载电流Iout越少，则高边MOSFET11的导通定时越迟。即，输出负载电流Iout越少，则高边MOSFET11的开关频率越低。\n[0019] 当开关频率降低时，在第1基准电压REF中叠加的Ramp信号的振幅相对增加，因此，第2基准电压REF2成为比重负载时大的值。结果，负载调节率特性恶化。如图19所示，在从轻负载变化为重负载的情况下，输出电压Vout也急剧降低，此后也不恢复，因此，可以说在轻负载时和重负载时具有较大电压差，很难说负载调节率特性良好。\n[0020] 为了改善负载调节率，需要减小在第2基准电压REF2中叠加的Ramp振幅量，但是，该情况下的开关电源装置使用陶瓷电容器等低ESR的电容器作为输出电容器的结果是，再次出现动作不稳定的问题。\n[0021] 此外，作为DC/DC转换器的重要功能之一，可举出过电流保护功能。其为如下功能：在重负载时或输出负载短路那样的异常状态时，根据流过高边MOSFET11或低边MOSFET12的漏极电流、流过电感器13的电流来检测过电流，利用逐脉冲（pulseby pulse）使开关动作停止，缩小功率MOSFET的导通占空比宽度，由此防止损坏。为了实现理想的过电流保护特性，开关电源装置需要具有适当的过电流保护电路。\n发明内容\n[0022] 本发明的课题在于，解决上述现有技术的问题，提供一种开关电源装置，其能够实现适当的过电流保护特性，即使在利用ESR较小的输出电容器的情况下也能够进行稳定动作且负载调节率特性良好。\n[0023] 为了解决上述课题，本发明的开关电源装置的特征在于，该开关电源装置具有：高边开关，其连接在输入电压与电感器之间；斜波信号生成部，其生成与所述高边开关的开关频率同步的斜波信号；叠加电路，其生成与由所述斜波信号生成部生成的斜波信号的振幅以及频率对应的具有正斜率的第2斜波信号，并使所生成的第2斜波信号与第1基准电压叠加，生成叠加信号；控制部，其将由所述叠加电路生成的叠加信号和大小与输出电压对应的反馈信号进行比较，在所述反馈信号低于所述叠加信号的情况下，控制导通定时使得所述高边开关导通；过电流检测部，其检测在输出负载中流过的电流是否为过电流；截止定时器，其根据所述过电流检测部的检测结果、所述输入电压和所述输出电压，决定强制地使所述高边开关截止的期间，并生成基于所决定的期间的强制截止信号；以及前馈部，其生成与所述输入电压成反比且与所述输出电压成正比的前馈电流，所述截止定时器根据由所述前馈部生成的前馈电流和所述过电流检测部的检测结果，决定强制地使所述高边开关截止的期间，并生成基于所决定的期间的强制截止信号，所述控制部在所述过电流检测部检测到过电流的情况下，使所述高边开关截止，并且根据由所述截止定时器生成的强制截止信号，在由所述截止定时器决定的期间内强制地使所述高边开关截止。\n[0024] 此外，本发明的开关电源装置的特征在于，该开关电源装置具有：高边开关，其连接在输入电压与电感器之间；斜波信号生成部，其生成与所述高边开关的开关频率同步的斜波信号；叠加电路，其生成与由所述斜波信号生成部生成的斜波信号的振幅以及频率对应的具有正斜率的第2斜波信号，并使所生成的第2斜波信号与第1基准电压叠加，生成叠加信号；振幅信号生成部，其生成与由所述斜波信号生成部生成的斜波信号的振幅对应的振幅信号；控制部，其将由所述叠加电路生成的叠加信号和大小与输出电压对应的反馈信号进行比较，在所述反馈信号低于所述叠加信号的情况下，控制导通定时使得所述高边开关导通；过电流检测部，其检测在输出负载中流过的电流是否为过电流；以及截止定时器，其根据所述过电流检测部的检测结果、所述输入电压和所述输出电压，决定强制地使所述高边开关截止的期间，并生成基于所决定的期间的强制截止信号，所述振幅信号生成部具有：采样保持电路，其保持由所述斜波信号生成部生成的斜波信号的谷电压；以及误差放大器，其对由所述采样保持电路保持的谷电压与第2基准电压进行比较，生成与比较结果对应的误差放大信号，将该误差放大信号作为振幅信号输出，所述控制部根据由所述振幅信号生成部生成的振幅信号，在由所述斜波信号生成部生成的斜波信号的振幅小于规定值的情况下，进行控制，使得所述高边开关的导通宽度扩宽，并且在由所述斜波信号生成部生成的斜波信号的振幅为规定值以上的情况下，进行控制，使得所述高边开关的导通宽度缩窄。\n[0025] 根据本发明，可提供一种开关电源装置，其能够实现适当的过电流保护特性，在利用ESR较小的输出电容器的情况下也能够进行稳定动作且负载调节率特性良好。\n附图说明\n[0026] 图1是示出本发明的实施例1的形式的开关电源装置的结构的电路图。\n[0027] 图2是示出本发明的实施例1的形式的开关电源装置中的斜波发生器的详细结构的电路图。\n[0028] 图3是示出本发明的实施例1的形式的开关电源装置中的叠加电路的详细结构的电路图。\n[0029] 图4是示出本发明的实施例1的形式的开关电源装置中的采样保持电路的详细结构的电路图。\n[0030] 图5是示出本发明的实施例1的形式的开关电源装置中的前馈电路的详细结构的电路图。\n[0031] 图6是示出本发明的实施例1的形式的开关电源装置中的导通定时器的详细结构的电路图。\n[0032] 图7是示出本发明的实施例1的形式的开关电源装置中的前馈电路的详细结构的电路图。\n[0033] 图8是示出本发明的实施例1的形式的开关电源装置中的截止定时器的详细结构的电路图。\n[0034] 图9是示出在本发明的实施例1的形式的开关电源装置中采用了现有的过电流保护电路时的结构的电路图。\n[0035] 图10是示出在本发明的实施例1的形式的开关电源装置中采用了现有的过电流保护电路时的导通定时器的详细结构的电路图。\n[0036] 图11是示出本发明的实施例1的形式的开关电源装置的动作的时序图。\n[0037] 图12是示出在本发明的实施例1的形式的开关电源装置中采用了现有的过电流保护电路的情况下的过电流时的动作的时序图。\n[0038] 图13是示出本发明的实施例1的形式的开关电源装置中的过电流时的动作的时序图。\n[0039] 图14是示出本发明的实施例1的形式的开关电源装置中的过电流保护特性的图。\n[0040] 图15是示出本发明的实施例2的形式的开关电源装置的结构的电路图。\n[0041] 图16是示出本发明的实施例2的形式的开关电源装置中的第2采样保持电路的详细结构的电路图。\n[0042] 图17是对使用低边MOSFET的漏极电流进行过电流检测时的优点进行说明的时序图。\n[0043] 图18是示出现有的开关电源装置的结构的电路图。\n[0044] 图19是示出现有的开关电源装置的动作的时序图。\n[0045] 标号说明\n[0046] 1：第1反馈控制电路；2：第2反馈控制电路；3：叠加电路；4：反馈比较器；5、5b：\n导通定时器；5a：单触发电路；6b、7：前馈电路；7b：导通定时器；8：驱动逻辑；9：高边驱动器；10：低边驱动器；11：高边MOSFET；12：低边MOSFET；13：电感器；14：输出平滑电容器；\n15：输出负载；16、17：反馈电阻；18：斜波发生器；19：采样保持电路；20：误差放大器；21：\n相位补偿电阻；22：相位补偿电容器；23、23b、23c：过电流保护电路；24：电流检测放大器；\n25：过电流检测比较器；26：截止定时器；27：第2前馈电路；28：FB降低检测比较器；29：\n第2采样保持电路；31：NPN晶体管；32：PNP晶体管；33：电阻；34、35：NchMOSFET；36、37：\nPchMOSFET；38：电阻；51：“与”电路；52：单触发电路；53：开关；54：电容器；55：比较器；\n56：“与”电路；57：单触发电路；58：“与”电路；59：“或”电路；60：“或”电路；61、62、63：\n电压电流转换电路；64、65：除法电路；66：SR触发器；67：“与”电路；71：电容器；72：比较器；73：“与”电路；74：单触发电路；75：反相电路；76：开关；181：单触发电路；182：反相器；183：PchMOSFET；184：电容器；191：缓冲电路；192：开关；193：电容器；261：SR触发器；\n262：反相器；263：开关；264：电容器；265：比较器；271、272：电压电流转换电路；273：除法电路；291：开关；292：单触发电路；293：电容器；294：开关；I1、I2：恒流源；Vin：输入电压；Vout：输出电压；V2：下限钳位电压。\n具体实施方式\n[0047] 下面，根据附图，详细说明本发明的开关电源装置的实施方式。\n[0048] [实施例1]\n[0049] 下面，参照附图说明本发明的实施例。首先，说明本实施方式的结构。图1是示出本发明的实施例1的开关电源装置的结构的电路图。另外，在图1中，与图18中的现有装置的结构要素相同或等同的结构要素用与上述标号相同的标号示出，省略重复的说明。\n[0050] 如图1所示，该开关电源装置由第1反馈控制电路1、第2反馈控制电路2、叠加电路3、高边MOSFET11、低边MOSFET12、电感器13、输出平滑电容器14、输出负载15、反馈电阻\n16、反馈电阻17以及过电流保护电路23构成。\n[0051] 并且，第1反馈控制电路1由反馈比较器4、前馈电路7、导通定时器5、驱动逻辑\n8、高边驱动器9以及低边驱动器10构成。\n[0052] 并且，第2反馈控制电路2由斜波发生器18、采样保持电路19、误差放大器20、相位补偿电阻21以及相位补偿电容器22构成。\n[0053] 即，本实施例的开关电源装置与图18所示的现有的开关电源装置的不同之处在于，相对于现有的开关电源装置，具有第2反馈控制电路2和过电流保护电路23。\n[0054] 高边MOSFET11对应于本发明的高边开关，连接在输入电压Vin与电感器13之间。\n具体而言，高边MOSFET11的漏极端子与输入电压Vin连接。并且，高边MOSFET11的源极端子与低边MOSFET12的漏极端子连接，并且经由电感器13与输出负载15连接。即，本实施例的开关电源装置通过高边MOSFET11和低边MOSFET12的开关动作，将输入电压转换成规定电压而提供给输出负载15。\n[0055] 作为主要回路的第1反馈控制电路1在输出负载15从轻负载急剧变化为重负载的情况等下，对于动态变化的负载，高速进行动作而不经由误差放大器，由此，发挥将输出电压Vout的变化幅度抑制为最小限度的作用。\n[0056] 与此相对，作为次要回路的第2反馈控制电路2检测由斜波发生器18生成的斜波信号的振幅，对高边MOSFET11的导通宽度进行最佳控制，使得该振幅恒定而不依赖于输出负载电流Iout，为此使开关频率Fsw保持恒定。结果，对于静态的负载变动，第2基准电压REF2的峰值电压始终保持恒定，因此，能够在不牺牲控制稳定性的前提下，大幅改善现有技术的问题即负载调节率特性。\n[0057] 斜波发生器18对应于本发明的斜波信号生成部，生成与高边开关的开关频率同步的斜波信号（Ramp）。图2是示出本实施例的开关电源装置中的斜波发生器18的详细结构的电路图。如图2所示，斜波发生器18由单触发电路181、反相器182、PchMOSFET183、电容器184、恒流源I1以及下限钳位电压V2构成。\n[0058] 单触发电路181接收由高边驱动器9输出的驱动信号Hon，在将Hon切换为High时，使PchMOSFET183导通例如100ns左右的极短的期间。由此，电容器184瞬间被充电到电源电压REG。\n[0059] 然后，当PchMOSFET183截止后，通过恒流源I1逐渐放出蓄积在电容器184中的电荷。结果，斜波发生器18能够生成假设了ESR的纹波信号后的斜波信号，将所生成的斜波信号输出到叠加电路3和采样保持电路19。\n[0060] 叠加电路3生成与由斜波发生器18生成的斜波信号（图1中的Ramp）的振幅以及频率对应的具有正斜率的第2斜波信号，并且，使所生成的第2斜波信号与第1基准电压（图1中的REF：0.5V）叠加而生成叠加信号（图1中的REF2）。\n[0061] 图3是示出本实施例的开关电源装置中的叠加电路3的详细结构的电路图。叠加电路3由NPN晶体管31、PNP晶体管32、电阻33、NchMOSFET34、35、PchMOSFET36、37、电阻\n38以及恒流源I2构成。\n[0062] 通过由NPN晶体管31和PNP晶体管32实现的缓冲电路对由斜波发生器18生\n成的斜波信号进行阻抗转换，向PNP晶体管32的发射极输出电压电平与斜波信号大致相同的Ramp2信号。因此，在电阻33的两端产生REG-Ramp2的电位差，生成与斜波信号的变化对应的电流信号I3。该电流信号I3经由由NchMOSFET34、35实现的电流镜电路以及由PchMOSFET36、37实现的电流镜电路被输出到电阻38，由此进行电压转换。\n[0063] 由此，叠加电路3在电阻38的高电位侧端子中，针对直流稳定电压即第1基准电压REF叠加与Ramp对应的具有正斜率的第2斜波信号，生成第2基准电压REF2（对应于本发明的第1叠加信号），将其输出到反馈比较器4的正输入端子。\n[0064] 设置在第2反馈控制电路2中的采样保持电路19、误差放大器20、相位补偿电阻\n21以及相位补偿电容器22对应于本发明的振幅信号生成部，生成与由斜波发生器18生成的斜波信号的振幅对应的振幅信号（图1中的Comp）。\n[0065] 采样保持电路19保持由斜波发生器18生成的斜波信号的谷电压。图4是示出本实施例的开关电源装置中的采样保持电路19的详细结构的电路图。如图4所示，采样保持电路19由缓冲电路191、开关192以及电容器193构成。\n[0066] 缓冲电路191输出对斜波信号进行阻抗转换后的信号，按照斜波信号成为谷电压的定时，根据导通定时器5的采样信号Spl，使开关192导通恒定的采样时间，由此对电容器\n193进行充电。因此，在下一次采样期间到来之前的期间内，电容器193保持斜波信号的谷电压值Valley。\n[0067] 误差放大器20对应于本发明的误差放大器，对由采样保持电路19保持的谷电压Valley与第2基准电压（图1中的V1）进行比较，生成与比较结果对应的误差放大信号并作为振幅信号（Comp）输出。即，误差放大器20对谷电压Valley与基准电压V1进行比较，向前馈电路7输出通过电阻21和电容器22进行相位补偿后的误差放大信号Comp。\n[0068] 第1反馈控制电路1对应于本发明的控制部，将由叠加电路3生成的叠加信号REF2和大小与输出电压Vout对应的反馈信号FB进行比较，在反馈信号FB低于叠加信号REF2的情况下，控制导通定时，使高边开关导通，并根据由振幅信号生成部生成的振幅信号Comp、输入电压Vin和输出电压Vout，控制高边开关的导通宽度。\n[0069] 图5是示出本实施例的开关电源装置中的前馈电路7的详细结构的电路图。如图\n5所示，前馈电路7由电压电流转换电路61、62、63和除法电路64、65的组合构成。\n[0070] 电压电流转换电路61对输入电压Vin进行电流转换，从而生成电流信号Ivin。并且，电压电流转换电路62对输出电压Vout进行电流转换，从而生成电流信号Ivout。同样，电压电流转换电路63对振幅信号（误差放大电压）Comp进行电流转换，从而生成电流信号Icomp。\n[0071] 除法电路64向后级的除法电路65输出电流信号Ivin除以电流信号Ivout后的电流信号Ifw。除法电路65生成电流信号Ifw除以电流信号Icomp后的电流信号Iton。该Iton的计算式由Iton=K×Vin/（Vout×Comp）给出。这里，K是将输入电压Vin、输出电压Vout、误差放大信号Comp转换为电流信号时的转换系数，具有与电阻值成反比的次元。\n[0072] 这样，前馈电路7向导通定时器5的Adj端子输出与输入电压Vin成正比且与输出电压Vout成反比的输出电流Iton。通过前馈电路7的动作，第1反馈控制电路1控制高边MOSFET11的导通宽度，以使开关频率恒定而不依赖于输入输出条件，进而，使Iton具有与由第2反馈控制电路输出的振幅信号（误差放大信号Comp）成反比的特性，由此，控制高边MOSFET11的导通宽度，以使斜波信号的谷电压Valley与基准电压V1相等。\n[0073] 第1反馈控制电路1具有前馈电路7，由此，根据由振幅信号生成部输出的振幅信号（误差放大信号）Comp，控制高边开关即高边MOSFET11的导通宽度，以使由斜波发生器18生成的斜波信号的振幅维持规定值。\n[0074] 反馈比较器4对反馈电压FB与第2基准电压REF2进行比较，在反馈电压FB低于第2基准电压REF2的峰值电压时，输出FB_TRG信号。通过将斜波信号的振幅保持为恒定的反馈控制，将在第2基准电压REF2中叠加的电压信号ΔREF保持为恒定而不依赖于输出负载条件，因此实现良好的负载调节率特性。\n[0075] 图6是示出本实施例的开关电源装置中的导通定时器5的详细结构的电路图。如图6所示，导通定时器5由“与”电路51、单触发电路52、开关53、电容器54、比较器55、“与”电路56、单触发电路57、“与”电路58、“或”电路59和60、SR触发器66以及“与”电路67构成。\n[0076] 在由反馈比较器4输出的FB_TRG信号从Low切换成High时，单触发电路52生成恒定时间宽度的ON_TRG信号。\n[0077] 开关53根据ON_TRG信号导通恒定时间。开关53导通，由此，电容器54瞬间放出所蓄积的电荷。由此，比较器55的逻辑输出电平为High，单触发电路57输出恒定时间的采样信号Sp1。\n[0078] 在采样期间中在置位端子中输入高电平的采样信号Spl，因此SR触发器66将高电平的信号输出到“与”电路67。因此，在基于单触发电路57的采样期间结束后，“与”电路67使输出信号即驱动逻辑控制信号Ton为High。然后，电容器54通过前馈电流信号Iton开始充电。当电容器54的电位达到阈值V3时，比较器55将输出电平切换为Low，因此，“与”电路67使驱动逻辑控制信号Ton为Low。\n[0079] 驱动逻辑8根据由导通定时器5输出的驱动逻辑控制信号Ton，输出高边驱动器9的驱动信号Hon以及与该驱动信号Hon反相的低边驱动器10的驱动信号Lon。进而，驱动逻辑8根据SW电压检测电感器13的再生期间结束而流过电感器13的电流IL的极性反转的情况，将低边驱动信号Lon切换为Low。由此，低边MOSFET12截止，因此，开关电源装置抑制电感器电流IL的过大逆流，防止产生无用损耗。\n[0080] 高边驱动器9根据由驱动逻辑8输出的Hon信号，驱动高边MOSFET11的栅极，经由电感器13向输出电容器14和输出负载15供给能量。\n[0081] 低边驱动器10根据由驱动逻辑8输出的Lon信号驱动低边MOSFET12的栅极，在高边MOSFET11截止后的电感器电流IL的再生期间使低边MOSFET12导通，从而降低导通损耗。\n[0082] 过电流保护电路23由电流检测放大器24、过电流检测比较器25、截止定时器26、第2前馈电路27以及FB降低检测比较器28构成。\n[0083] 电流检测放大器24在高边MOSFET11导通时，根据漏极源极之间的电位差生成与漏极电流成正比的Vsns信号，并输出到过电流检测比较器25的正输入端子。\n[0084] 过电流检测比较器25将Vsns信号与阈值OCP_VTH进行比较，在Vsns高于OCP_VTH时，生成高电平的过电流检测信号OCP，并输出到导通定时器5和截止定时器26。\n[0085] 即，电流检测放大器24和过电流检测比较器25对应于本发明的过电流检测部，检测流过输出负载15的电流是否为过电流。具体而言，电流检测放大器24和过电流检测比较器25作为过电流检测部，根据流过高边MOSFET11的电流是否是规定阈值以上来检测过电流。\n[0086] 第2前馈电路27对应于本发明的前馈电路，生成与输入电压Vin成反比且与输出电压Vout成正比的前馈电流Itoff，并将其输出到截止定时器26。\n[0087] 图7是示出本实施例的开关电源装置中的第2前馈电路27的详细结构的电路图。\n如图7所示，第2前馈电路27由电压电流转换电路271、272和除法电路273的组合构成。\n[0088] 电压电流转换电路272对输入电压Vin进行电流转换，从而生成电流信号Ivin。\n并且，电压电流转换电路271对输出电压Vout进行电流转换，从而生成电流信号Ivout。\n[0089] 除法电路273生成电流信号Iout除以电流信号Ivin后的电流信号Itoff。该Itoff的计算式由Itoff=Vout×K/Vin给出。这里，K是将输入电压Vin和输出电压Vout转换为电流信号时的转换系数。\n[0090] 由此，第2前馈电路27能够通过伴随Vout降低来减少Itoff，由此扩大截止期间，降低开关频率。\n[0091] 截止定时器26根据过电流检测部的检测结果、输入电压Vin和输出电压Vout，决定强制地使高边MOSFET11截止的期间，并生成基于所决定的期间的强制截止信号Toff。但是，本实施例中的截止定时器26并不是直接处理输入电压Vin和输出电压Vout，而是根据由第2前馈电路27生成的前馈电流Itoff和过电流检测部的检测结果，决定强制地使高边MOSFET11截止的期间，并生成基于所决定的期间的强制截止信号Toff。\n[0092] 图8是示出本实施例的开关电源装置中的截止定时器26的详细结构的电路图。如图8所示，截止定时器26由SR触发器261、反相器262、开关263、电容器264以及比较器\n265构成。\n[0093] 截止定时器26在接收到高电平的过电流检测信号OCP时，将SR触发器261设为置位状态，因此经由反相器262将强制截止信号Toff的逻辑电平从High切换为Low，并将其输出到导通定时器5，与此同时，使开关263断开。\n[0094] 之后，由第2前馈电路27供给的电流Itoff对电容器264进行充电。当电容器\n264的电压Vtoff高于基准电压V4时，比较器265的输出电平从Low切换为High。因此，SR触发器261成为复位状态，强制截止信号Toff从Low切换为High，因此开关263接通。\n[0095] 第1反馈控制电路1在过电流检测部检测到过电流的情况下，使高边MOSFET11截止，并且根据由截止定时器26生成的强制截止信号Toff在由截止定时器26决定的期间内强制地使高边MOSFET11截止。\n[0096] 具体而言，如图6所示，第1反馈控制电路1内的导通定时器5在接收到高电平的过电流检测信号OCP时，经由“或”电路60使SR触发器66复位，并立即将驱动逻辑控制信号Ton从High切换为Low。由此实现了过电流保护。\n[0097] 此外，导通定时器5在成为过电流状态而使强制截止信号Toff变为Low的期间内，妨碍通过“或”电路51、56输出采样信号Spl，与此同时，妨碍驱动逻辑控制信号Ton传递到驱动逻辑电路8，从而防止在过电流检测状态时高边MOSFET11再次导通。\n[0098] 并且，在输出电压Vout由于过电流而降低的期间内，为了防止通过前馈电路7的作用而控制为高边MOSFET11的导通宽度变窄，FB降低检测比较器28监视反馈电压FB，在反馈电压FB降低到基准电位FB_VTH以下时生成并输出高电平的FB_LOW信号。所输出的高电平的FB_LOW信号将导通定时器5内的“或”电路59的输出电平设为High，防止SR触发器66被过电流检测信号OCP以外的信号进行复位。\n[0099] 接着，说明如上所述构成的本实施方式的作用。尤其是，为了更容易明白地说明本实施例的过电流保护电路23的作用，以与以往使用的过电流保护电路进行对比的形式进行说明。图9是示出在本实施例的开关电源装置中采用了现有的过电流保护电路23c时的结构的电路图，与本发明的过电流保护电路23的不同点在于，不具有截止定时器26、第2前馈电路27以及FB降低检测比较器28。\n[0100] 此外，设置在第1反馈控制电路1内的导通定时器5b的内部结构也稍有不同。图\n10是示出在本实施例1的开关电源装置中采用了现有的过电流保护电路23c时的导通定时器5b的详细结构的电路图。如图10所示，导通定时器5b由单触发电路52、开关53、电容器54、比较器55、单触发电路57、“与”电路58、“或”电路60、SR触发器66以及“与”电路67构成。即，导通定时器5b与图6的导通定时器5的不同点在于，不具有“与”电路51、“与”电路56和“或”电路59。\n[0101] 此时，参照图11说明控制成使斜波信号的振幅恒定从而大幅提高负载调节率特性的原理。\n[0102] 图11是示出本实施例的开关电源装置的动作的时序图。在输出负载电流Iout为轻负载且恒定的状态下，通过采样保持电路19、误差放大器20以及前馈电路7的动作进行控制，使得斜波信号（Ramp）的谷电压Valley与基准电压V1相等。\n[0103] 接着，当输出负载电流Iout急剧变化为重负载时，伴随于输出电压Vout的降低，反馈电压FB降低。当反馈电压FB为第2基准电压REF2以下时，根据反馈比较器4的比较结果，导通定时器5b内的单触发电路52输出ON_TRG信号。以该ON_TRG信号为触发，高边MOSFET11立即导通。此时，斜波信号的谷电压Valley上升，因此，在Valley与基准电压V1之间产生误差。\n[0104] 第2反馈控制电路2内的误差放大器20使误差放大信号Comp上升后输出，以便抵消该误差。与误差放大信号Comp的上升成反比，前馈电路7的前馈电流Iton降低。由于前馈信号Iton降低，因此，导通定时器5b扩宽Ton信号的时间宽度后进行输出。\n[0105] 结果，第1反馈控制电路1进行扩大高边MOSFET11的导通宽度的控制。即，第1反馈控制电路1根据由振幅信号生成部生成的振幅信号（Comp）进行控制，在由斜波发生器18生成的斜波信号的振幅小于规定值的情况下扩宽高边开关即高边MOSFET11的导通宽度。\n[0106] 当高边MOSFET11的导通宽度扩宽时进行如下控制：为了使大致由输入电压Vin和输出电压Vout的比率决定的导通占空比保持恒定，开关频率降低，结果，轻负载时的开关频率Fsw1与重负载时的开关频率Fsw2相等。由此，斜波信号的谷电压Valley与基准电压V1相等，因此，进行控制，以使在第2基准电压REF2中叠加的ΔREF的振幅也恒定而不依赖于负载电流Iout（图11中的ΔREF1=ΔREF2）。\n[0107] 反之，在反馈电压FB上升、斜波信号的谷电压Valley下降而在Valley与基准电压V1之间产生误差的情况下，第2反馈控制电路2内的误差放大器20使振幅信号Comp下降后输出，以便抵消该误差。结果，第1反馈控制电路1进行缩小高边MOSFET11的导通宽度的控制。即，第1反馈控制电路1根据由振幅信号生成部生成的振幅信号（Comp）进行控制，以便在由斜波发生器18生成的斜波信号的振幅为规定值以上的情况下，缩窄高边开关即高边MOSFET11的导通宽度。\n[0108] 当高边MOSFET11的导通宽度缩窄时进行如下控制：开关频率上升，结果，轻负载时的开关频率Fsw1与重负载时的开关频率Fsw2相等。由此，斜波信号的谷电压Valley与基准电压V1相等，因此，进行控制，以使在第2基准电压REF2中叠加的ΔREF的振幅也恒定而不依赖于负载电流Iout。\n[0109] 这样，对于负载急剧变化等的动态的负载变动，作为主要回路的第1反馈控制电路高速进行响应而不经由误差放大器，由此，将输出电压Vout的变化抑制为最小限度，相反，对于静态的负载变化，使用误差放大器20进行控制以使斜波信号的振幅保持恒定，由此，本实施例的开关电源装置能够在不牺牲控制稳定性的前提下，大幅改善作为现有问题的负载调节率特性。\n[0110] 接着，说明过电流保护动作。过电流保护电路23c由电流检测放大器24和过电流检测比较器25构成。电流检测放大器24在高边MOSFET11导通时，根据漏极源极之间的电位差生成与漏极电流成正比的Vsns信号，并输出到过电流检测比较器25的正输入端子。\n[0111] 过电流检测比较器25将Vsns信号与阈值OCP_VTH进行比较，在Vsns高于OCP_VTH时，生成高电平的过电流检测信号OCP，并输出到导通定时器5b。\n[0112] 如图10所示，第1反馈控制电路1内的导通定时器5b在接收到高电平的过电流检测信号OCP时，经由“或”电路60使SR触发器66复位，并立即将驱动逻辑控制信号Ton从High切换为Low。由此实现了过电流保护。\n[0113] 但是，一般的安装了过电流检测保护电路23c的开关电源装置通过在过电流时使高边MOSFET11立即截止来进行保护，但是，之后输出电压Vout降低、反馈电压FB降低至第\n2基准电压REF2时，高边MOSFET11会再次导通。图12是示出在本实施例1的开关电源装置中采用了现有的过电流保护电路23c的情况下的过电流时的动作的时序图。如上所述，在过电流时重复高边MOSFET11的导通/截止动作，如图12所示，高边MOSFET11的截止期间变短，导通占空比相对扩大，因此不仅输出电压Vout基本不降低，而且功率MOSFET11的导通电阻由于发热而上升，最坏的情况下可能会导致损坏。\n[0114] 因此，图1所示的本实施例的过电流保护电路23在检测到过电流时，使高边MOSFET11强制截止，与此同时，截止定时器26激活，生成强制截止信号Toff，由此在恒定时间内禁止高边MOSFET11的再导通。\n[0115] 强制截止期间Toff是根据由第2前馈电路27输出的电流信号Itoff来控制的。\n即，第2前馈电路27和截止定时器26以输出电压Vout越降低则越扩宽强制截止期间Toff的方式动作。因此，开关频率伴随于输出电压Vout的降低而降低，由此过电流保护电路23能够实现理想的过电流保护特性。\n[0116] 图13是示出本实施例的开关电源装置中的过电流时的动作的时序图。使用图13对过电流时的本实施例的过电流保护电路23的具体动作进行说明。最初，电流检测放大器\n24在高边MOSFET11导通时，根据漏极源极之间的电位差生成与漏极电流成正比的Vsns信号，并输出到过电流检测比较器25的正输入端子。过电流检测比较器25将Vsns信号与阈值OCP_VTH进行比较，在Vsns高于OCP_VTH时，成为图13所示的“过电流保护动作”，生成高电平的过电流检测信号OCP，并输出到导通定时器5和截止定时器26。\n[0117] 导通定时器5通过输入高电平的过电流检测信号OCP，经由“或”电路60使SR触发器66复位。因此，由“与”电路67输出的驱动逻辑控制信号Ton立即从High切换为Low。\n由此，本实施例的开关电源装置实现了过电流保护。\n[0118] 另一方面，第2前馈电路27生成与输入电压Vin成反比且与输出电压Vout成正比的前馈电流Itoff，并将其输出到截止定时器26。\n[0119] 截止定时器26在接收到高电平的过电流检测信号OCP时，将SR触发器261设为置位状态，因此经由反相器262将强制截止信号Toff的逻辑电平从High切换为Low，并将其输出到导通定时器5，与此同时，使开关263断开。之后，第2前馈电路27所供给的电流Itoff对电容器264进行充电。当电容器264的电压Vtoff高于基准电压V4时，比较器265的输出电平从Low切换为High。因此，SR触发器261成为复位状态，强制截止信号Toff从Low切换为High，因此开关263接通。\n[0120] 导通定时器5在成为过电流状态而使强制截止信号Toff变为Low的期间内，妨碍通过“与”电路51、56输出采样信号Spl，与此同时，妨碍驱动逻辑控制信号Ton传递到驱动逻辑电路8，从而防止在过电流检测状态时高边MOSFET11再次导通。\n[0121] 并且，在输出电压Vout由于过电流降低的期间内，为了防止通过前馈电路7的作用控制为高边MOSFET11的导通宽度变窄，FB降低检测比较器28监视反馈电压FB，在反馈电压FB降低到基准电位FB_VTH以下时生成并输出高电平的FB_LOW信号。所输出的高电平的FB_LOW信号将导通定时器5内的“或”电路59的输出电平设为High，防止SR触发器\n66被过电流检测信号OCP以外的信号进行复位。\n[0122] 本实施例的开关电源装置通过上述一连串的动作，在输出负载电流Iout上升而变成过电流状态时，使高边MOSFET11截止（turn off），与此同时，激活截止定时器26，插入强制截止期间Toff，由此防止高边MOSFET11的导通占空比上升。同时，过电流保护电路23在将高边MOSFET11的导通宽度保持为恒定的状态下，进行如下控制：以与输出电压Vout降低成反比的方式延长强制截止期间Toff，由此缩小高边MOSFET11的导通占空比。\n[0123] 图14是示出本发明的开关电源装置中的过电流保护特性的图。如图14所示，在采用了现有的过电流保护电路23c的情况下，当变为过电流状态时，以截止期间变短的方式进行动作，因此导通占空比上升，Vout基本不下降。之后，当Iout增加时，功率MOSFET的导通电阻由于发热而上升，因此Vout逐渐降低，最坏的情况下可能会导致损坏。另一方面，在具有本实施例的过电流保护电路23的情况下，能够实现理想的下降特性，能够防止功率MOSFET的损坏。\n[0124] 如上所述，根据本发明的实施例1的形式的开关电源装置，能够实现适当的过电流保护特性，在利用ESR较小的输出电容器的情况下也能够进行稳定动作，并且能够实现良好的负载调节率特性。\n[0125] 尤其是，本实施例的开关电源装置在过电流时通过插入强制截止期间Toff来防止高边MOSFET11的导通占空比上升，并且进行控制，以与输出电压Vout降低成反比的方式延长强制截止期间Toff从而缩小高边MOSFET11的导通占空比，因此使开关频率伴随于输出电压Vout的降低而降低，能够实现基于理想下降特性的过电流保护，能够防止发热引起的功率MOSFET的导通电阻上升或损坏。\n[0126] [实施例2]\n[0127] 图15是示出本发明的实施例2的开关电源装置的结构的电路图。与图1所示的实施例1的开关电源装置的结构的不同点在于，使用了低边MOSFET12的漏极/源极替代高边MOSFET11来作为电流检测放大器24的输入信号的连接目的地，并在过电流保护电路23b内新追加了第2采样保持电路29。这里，低边MOSFET12对应于本发明的低边开关，连接在电感器13与地之间。\n[0128] 电流检测放大器24根据低边MOSFET11刚刚导通之后的漏极源极之间的电位差，生成与漏极电流成正比的Vsns2信号，并输出到第2采样保持电路29。\n[0129] 图16是示出本实施例的开关电源装置中的第2采样保持电路29的详细结构的电路图。如图16所示，第2采样保持电路29由开关291、单触发电路292、电容器293和开关\n294构成。\n[0130] 当低边驱动器10的驱动信号Lon从Low切换为High时，单触发电路292输出采样信号Spl2，并使开关291接通恒定期间。由此，第2采样保持电路29生成与低边MOSFET11的漏极电流成正比的Vsns信号，对电容器293进行充电，从而对峰值进行采样保持。\n[0131] 之后，当高边驱动器的驱动信号Hon从Low切换为High时，开关294接通，因此第\n2采样保持电路29将Vsns信号输出到过电流检测比较器25。\n[0132] 过电流检测比较器25将Vsns信号与阈值OCP_VTH进行比较，在Vsns高于OCP_VTH时，生成高电平的过电流检测信号OCP，并输出到导通定时器5和截止定时器26。\n[0133] 如上所述，在本实施例中，电流检测放大器24、过电流检测比较器25和采样保持电路29对应于本发明的过电流检测部，根据流过低边MOSFET12的电流是否为规定阈值以上来检测过电流。\n[0134] 即，过电流检测部在低边MOSFET12导通的期间内，对与流过低边MOSFET12的电流对应的低边开关电流信号进行采样保持，在高边MOSFET11导通的期间内，根据采样保持的低边开关电流信号进行过电流检测。\n[0135] 其他结构与实施例1相同，省略重复的说明。\n[0136] 接着，说明如上所述构成的本实施方式的作用。除了使用低边MOSFET12的漏极电流替代高边MOSFET11来进行过电流检测的方面以外，基本动作与实施例1相同。\n[0137] 图17是对使用低边MOSFET12的漏极电流进行过电流检测时的优点进行说明的时序图，示出了高边MOSFET11的Vds电压波形v11、电流波形i11、低边MOSFET12的Vds电压波形v12、电流波形i12、电抗器电流IL、Lon信号（开关291的接通断开）波形。\n[0138] 如图17所示，在根据高边MOSFET11的导通电阻进行电流检测的情况下，由于低边MOSFET12的D－S之间的寄生电容，在高边MOSFET11的导通（turn on）时（时刻t1）产生浪涌电流，因此对于过电流检测部而言，会由于导通时的浪涌电流而在电流检测值中产生误差。\n[0139] 为了消除这种浪涌电流的影响，一般采取使电流检测的定时相对于高边MOSFET11的导通（turn on）时刻延迟来进行检测的方法。该情况下，过电流检测部需要在相对于时刻t1进行了延迟的时刻t1’的时刻以后进行电流检测测定。\n[0140] 但是，在开关频率达到几MHz的情况下，当考虑到延迟时间时，流过浪涌电流的期间与过电流状态时的高边MOSFET11的导通时间之差非常小，难以稳定地得到电流检测时间。\n[0141] 因此，有时采取根据低边MOSFET12的D－S之间的导通电阻检测电流的方法。在低边MOSFET12导通（turn on）时的时刻t2，不流过浪涌电流，从而不会产生误差。\n[0142] 如上所述，根据本发明的实施例2的形式的开关电源装置，能够得到与实施例1相同的效果。尤其是，由于存在高边侧产生浪涌电流的情况，因此在进行高频动作的情况下，为了避免过电流的错误检测，还考虑需要屏蔽（マスク）电路的情况，本实施例的开关电源装置利用低边MOSFET12的漏极电流进行过电流检测，因此在不需要浪涌电流对策的方面也具有优点。\n[0143] 产业上的可利用性\n[0144] 本发明的开关电源装置能够用作在需要稳定电力供给的电气设备等中使用的开关电源装置。