功率放大器控制器电路

1.一种用于控制功率放大器的功率放大器控制器电路，所述功率放大器耦合以接收和放大输入信号来生成输出信号，所述功率放大器控制器电路包括：
幅度控制环路，用于确定指示在对所述功率放大器的所述输入信号的幅度和所述功率放大器的所述输出信号的已衰减幅度之间的幅度差的幅度校正信号，以及基于所述幅度校正信号来调整去往所述功率放大器的供电电压或偏置，所述幅度控制环路包括可变增益放大器，所述可变增益放大器基于由所述幅度校正信号得到的增益控制信号来调整对所述功率放大器的所述输入信号的幅度；以及
相位控制环路，用于确定指示在对所述功率放大器的所述输入信号的相位和所述功率放大器的所述输出信号的相位之间的相位差的相位误差信号，以及调整对所述功率放大器的所述输入信号的所述相位以降低由所述功率放大器生成的相位失真。
2.根据权利要求1所述的功率放大器控制器电路，其中所述幅度控制环路包括：
幅度比较器，用于将所述输入信号的幅度与所述输出信号的所述已衰减幅度进行比较，以生成所述幅度校正信号；以及
电源，耦合以接收所述幅度校正信号，以及用于基于所述幅度校正信号来生成提供至所述功率放大器的所述已调整供电电压。
3.根据权利要求2所述的功率放大器控制器电路，其中所述幅度控制环路进一步包括：
第一幅度检测器，耦合至所述幅度比较器并且检测所述输入信号的幅度；以及第二幅度检测器，耦合至所述幅度比较器并且检测所述输出信号的所述已衰减幅度。
4.根据权利要求3所述的功率放大器控制器电路，其中所述幅度控制环路进一步包括：
可变衰减器，耦合至所述第二幅度检测器以及所述功率放大器，所述可变衰减器用于衰减所述功率放大器的输出信号，以及将所述已衰减输出信号提供至所述第二检测器。
5.根据权利要求2所述的功率放大器控制器电路，其中所述电源是开关式电源。
6.根据权利要求2所述的功率放大器控制器电路，其中所述电源包括：
具有第一效率的第一电源，所述第一电源耦合至所述幅度比较器，以及用于接收第一频率范围中的所述幅度校正信号的第一部分，以及基于所述幅度校正信号的所述第一部分来生成第一已调整供电输出；以及
具有高于所述第一效率的第二效率的第二电源，所述第二电源耦合至所述幅度比较器，以及用于接收低于所述第一频率范围的第二频率范围中的所述幅度校正信号的第二部分，以及基于所述幅度校正信号的所述第二部分来生成第二已调整供电输出，所述已调整供电电压包括所述第一已调整供电输出和所述第二已调整供电输出的结合。
7.根据权利要求6所述的功率放大器控制器电路，其中：
所述第一电源是线性调节器；以及
所述第二电源是开关模式电源。
8.根据权利要求6所述的功率放大器控制器电路，其中所述幅度控制环路进一步包括：
加法器电路，耦合至所述第一电源和所述第二电源，所述加法器电路用于将所述第一已调整供电输出和所述第二已调整供电输出相结合，以生成提供至所述功率放大器的所述已调整供电电压。
9.根据权利要求2所述的功率放大器控制器电路，其中所述幅度控制环路进一步包括：
增益控制模块，耦合至所述幅度比较器，并且用于接收所述幅度校正信号以生成所述增益控制信号。
10.根据权利要求9所述的功率放大器控制器电路，其中所述增益控制模块耦合在所述幅度比较器和所述电源之间。
11.根据权利要求2所述的功率放大器控制器电路，其中所述相位控制环路包括：
相位比较器，用于将所述输入信号的相位与所述输出信号的相位进行比较以生成所述相位误差信号；以及
移相器，耦合至所述相位比较器以及所述功率放大器的输入，所述移相器基于所述相位误差信号来对去往所述功率放大器的所述输入信号的相位进行偏移。
12.根据权利要求2所述的功率放大器控制器电路，其中所述相位控制环路进一步包括：
滤波器，耦合在所述相位比较器以及所述移相器之间，所述滤波器用于对所述相位误差信号进行滤波，并且将所述已滤波的相位误差信号提供至所述移相器。
13.根据权利要求1所述的功率放大器控制器电路，其中所述输入信号是射频(RF)信号。
14.一种用于控制功率放大器的功率放大器控制器电路，所述功率放大器耦合以接收和放大输入信号来生成输出信号，所述功率放大器控制器电路包括：
幅度比较器，用于将对所述功率放大器的所述输入信号的幅度与所述功率放大器的所述输出信号的所述已衰减幅度进行比较，以生成指示在对所述功率放大器的所述输入信号的幅度和所述功率放大器的所述输出信号的已衰减幅度之间的幅度差的幅度校正信号；
可变增益放大器，其基于由所述幅度校正信号得到的增益控制信号来调整对所述功率放大器的所述输入信号的幅度；
具有第一效率的第一电源，所述第一电源耦合至所述幅度比较器，以及用于接收第一频率范围中的所述幅度校正信号的第一部分，以及基于所述幅度校正信号的所述第一部分来生成第一已调整供电输出；以及
具有高于所述第一效率的第二效率的第二电源，所述第二电源耦合至所述幅度比较器，以及用于接收低于所述第一频率范围的第二频率范围中的所述幅度校正信号的第二部分，以及基于所述幅度校正信号的所述第二部分来生成第二已调整供电输出，所述第一已调整供电输出和所述第二已调整供电输出的结合形成去往功率放大器的已调整供电电压。
15.根据权利要求14所述的功率放大器控制器电路，进一步包括：
第一幅度检测器，耦合至所述幅度比较器，并且用于检测所述输入信号的幅度；以及第二幅度检测器，耦合至所述幅度比较器，并且用于检测所述输出信号的已衰减幅度。
16.根据权利要求15所述的功率放大器控制器电路，进一步包括：
可变衰减器，耦合至所述第二幅度检测器以及所述功率放大器，所述可变衰减器用于衰减所述功率放大器的输出信号，以及将所述已衰减输出信号提供至所述第二幅度检测器。
17.根据权利要求14所述的功率放大器控制器电路，其中：
所述第一电源是线性调节器；以及
所述第二电源是开关模式电源。
18.根据权利要求14所述的功率放大器控制器电路，进一步包括：
加法器电路，耦合至所述第一电源和所述第二电源，所述加法器电路用于将所述第一已调整供电输出和所述第二已调整供电输出相结合，以生成提供至所述功率放大器的所述已调整供电电压。
19.根据权利要求14所述的功率放大器控制器电路，进一步包括：
增益控制模块，耦合至所述幅度比较器，并且用于接收所述幅度校正信号以生成所述增益控制信号。
20.根据权利要求14所述的功率放大器控制器电路，其中所述输入信号是射频(RF)信号。
21.一种射频(RF)功率放大器电路，包括：
功率放大器，耦合以接收和放大RF输入信号以生成RF输出信号；以及
功率放大器控制器，包括：
幅度控制环路，用于确定指示在对所述功率放大器的所述RF输入信号的幅度和所述功率放大器的所述RF输出信号的已衰减幅度之间的幅度差的幅度校正信号，以及基于所述幅度校正信号来调整去往所述功率放大器的供电电压或偏置，所述幅度控制环路包括可变增益放大器，所述可变增益放大器基于由所述幅度校正信号得到的增益控制信号来调整对所述功率放大器的所述输入信号的幅度；以及
相位控制环路，用于确定指示在对所述功率放大器的所述RF输入信号的相位和所述功率放大器的所述RF输出信号的相位之间的相位差的相位误差信号，以及调整对所述功率放大器的所述RF输入信号的所述相位以降低由所述功率放大器生成的相位失真。
22.根据权利要求21所述的RF功率放大器电路，其中所述幅度控制环路包括：
幅度比较器，用于将所述RF输入信号的幅度与所述RF输出信号的所述已衰减幅度进行比较，以生成所述幅度校正信号；以及
电源，耦合以接收所述幅度校正信号，以及用于基于所述幅度校正信号来生成提供至所述功率放大器的所述已调整供电电压。
23.根据权利要求22所述的RF功率放大器电路，其中所述电源是开关模式电源。
24.根据权利要求22所述的RF功率放大器电路，其中所述电源包括：
具有第一效率的第一电源，所述第一电源耦合至所述幅度比较器，以及用于接收第一频率范围中的所述幅度校正信号的第一部分，以及基于所述幅度校正信号的所述第一部分来生成第一已调整供电输出；以及
具有高于所述第一效率的第二效率的第二电源，所述第二电源耦合至所述幅度比较器，以及用于接收低于所述第一频率范围的第二频率范围中的所述幅度校正信号的第二部分，以及基于所述幅度校正信号的所述第二部分来生成第二已调整供电输出，所述已调整供电电压包括所述第一已调整供电输出和所述第二已调整供电输出的结合。
25.根据权利要求24所述的RF功率放大器电路，其中：
所述第一电源是线性调节器；以及
所述第二电源是开关模式电源。
26.根据权利要求22所述的RF功率放大器电路，其中所述幅度控制环路进一步包括：
增益控制模块，耦合至所述幅度比较器，并且用于接收所述幅度校正信号以生成所述增益控制信号。
27.根据权利要求21所述的RF功率放大器电路，其中所述相位控制环路包括：
相位比较器，用于将所述RF输入信号的相位与所述RF输出信号的相位进行比较以生成所述相位误差信号；以及
移相器，耦合至所述相位比较器以及所述功率放大器，所述移相器基于所述相位误差信号来对去往所述功率放大器的所述RF输入信号的相位进行偏移。
28.一种射频(RF)功率放大器电路，包括：
功率放大器，耦合以接收和放大RF输入信号来生成RF输出信号；以及
幅度比较器，用于将对所述功率放大器的所述RF输入信号的幅度与所述功率放大器的所述RF输出信号的已衰减幅度进行比较，以生成指示在对所述功率放大器的所述RF输入信号的幅度和所述功率放大器的所述RF输出信号的已衰减幅度之间的幅度差的幅度校正信号；
可变增益放大器，其基于由所述幅度校正信号得到的增益控制信号来调整对所述功率放大器的所述RF输入信号的幅度；
具有第一效率的第一电源，所述第一电源耦合至所述幅度比较器，以及用于接收第一频率范围中的所述幅度校正信号的第一部分，以及基于所述幅度校正信号的所述第一部分来生成第一已调整供电输出；以及
具有高于所述第一效率的第二效率的第二电源，所述第二电源耦合至所述幅度比较器，以及用于接收低于所述第一频率范围的第二频率范围中的所述幅度校正信号的第二部分，以及基于所述幅度校正信号的所述第二部分来生成第二已调整供电输出，所述第一已调整供电输出和所述第二已调整供电输出的结合形成去往功率放大器的已调整供电电压。
29.根据权利要求28所述的RF功率放大器电路，其中：
所述第一电源是线性调节器；以及
所述第二电源是开关模式电源。
30.根据权利要求28所述的RF功率放大器电路，其中：
增益控制模块，耦合至所述幅度比较器，并且用于接收所述幅度校正信号以生成所述增益控制信号。
31.一种控制功率放大器接收和放大输入信号以生成输出信号的方法，所述方法包括以下步骤：
将对所述功率放大器的所述输入信号的幅度与所述功率放大器的所述输出信号的已衰减幅度进行比较，以生成指示在对所述功率放大器的所述输入信号的幅度和所述功率放大器的所述输出信号的已衰减幅度之间的幅度差的幅度校正信号；
基于所述幅度校正信号来调整去往所述功率放大器的供电电压或者偏置；
基于由所述幅度校正信号得到的增益控制信号来调整对所述功率放大器的所述输入信号的幅度；
将对所述功率放大器的所述输入信号的相位与所述功率放大器的所述输出信号的相位进行比较，以生成相位误差信号；以及
基于所述相位误差信号来对去往所述功率放大器的所述输入信号的相位进行偏移。
32.根据权利要求31所述的方法，其中比较幅度的步骤包括以下步骤：
基于第一频率范围中的所述幅度校正信号的第一部分来生成第一已调整供电输出；
基于低于所述第一频率范围的第二频率范围中的所述幅度校正信号的第二部分来生成第二已调整供电输出；以及
基于所述第一已调整供电输出和所述第二已调整供电输出的结合来调整去往所述功率放大器的所述供电电压。
33.根据权利要求31所述的方法，其中所述功率放大器是射频(RF)功率放大器。
34.一种控制射频功率放大器接收和放大输入信号以生成输出信号的方法，所述方法包括以下步骤：
将对所述功率放大器的所述输入信号的幅度与所述功率放大器的所述输出信号的已衰减幅度进行比较，以生成指示在对所述功率放大器的所述输入信号的幅度和所述功率放大器的所述输出信号的已衰减幅度之间的幅度差的幅度校正信号；
基于由所述幅度校正信号得到的增益控制信号来调整对所述功率放大器的所述输入信号的幅度；
基于第一频率范围中的所述幅度校正信号的第一部分来生成第一已调整供电输出；
基于低于所述第一频率范围的第二频率范围中的所述幅度校正信号的第二部分来生成第二已调整供电输出；以及
基于所述第一已调整供电输出和所述第二已调整供电输出的结合来调整去往所述功率放大器的所述供电电压。
35.一种用于控制功率放大器的功率放大器控制器电路，所述功率放大器耦合以接收和放大输入信号来生成输出信号，所述功率放大器控制器电路包括：
用于确定幅度校正信号以及基于所述幅度校正信号来调整去往所述功率放大器的供电电压或偏置的装置，所述幅度校正信号指示在对所述功率放大器的所述输入信号的幅度和所述功率放大器的所述输出信号的已衰减幅度之间的幅度差；
用于基于由所述幅度校正信号得到的增益控制信号来调整对所述功率放大器的所述输入信号的幅度的装置；以及
用于确定相位误差信号以及调整去往所述功率放大器的所述输入信号的所述相位以降低由所述功率放大器生成的相位失真的装置，所述相位误差信号指示在对所述功率放大器的所述输入信号的相位和所述功率放大器的所述输出信号的相位之间的相位差。
36.一种用于控制功率放大器的功率放大器控制器电路，所述功率放大器耦合以接收和放大输入信号来生成输出信号，所述功率放大器控制器电路包括：
比较装置，用于将对所述功率放大器的所述输入信号的幅度与所述功率放大器的所述输出信号的已衰减幅度进行比较，以生成指示在对所述功率放大器的所述输入信号的幅度和所述功率放大器的所述输出信号的已衰减幅度之间的幅度差的幅度校正信号；
用于基于由所述幅度校正信号得到的增益控制信号来调整对所述功率放大器的所述输入信号的幅度的装置；
第一电源装置，所述第一电源装置具有第一效率并且耦合至所述比较装置，以及用于接收第一频率范围中的所述幅度校正信号的第一部分，以及基于所述幅度校正信号的所述第一部分来生成第一已调整供电输出；以及
第二电源装置，所述第二电源具有高于所述第一效率的第二效率并且耦合至所述比较装置，以及用于接收低于所述第一频率范围的第二频率范围中的所述幅度校正信号的第二部分，以及基于所述幅度校正信号的所述第二部分来生成第二已调整供电输出，所述第一已调整供电输出和所述第二已调整供电输出的结合形成去往功率放大器的已调整供电电压。

功率放大器控制器电路\n技术领域\n[0001] 本发明涉及一种用于控制RF PA(射频功率放大器)的电路，且更具体地，涉及一种使用具有幅度校正信号的闭合幅度控制环路来控制PA供电电压的RF PA控制器电路。\n背景技术\n[0002] 在诸如蜂窝电话、膝上型计算机以及其他电子设备的便携电子设备中，RF发射器以及RF功率放大器具有广泛应用。在这些设备中使用RF发射器和RF功率放大器以便远程地放大和传送RF信号。RF PA是在这些电子设备中的一种最为显著的功率消耗源，并且其有效性对于这些便携电子设备上的电池寿命具有重要影响。例如，因为RF PA的有效性是确定蜂窝电话的电池寿命以及蜂窝电话通话时间的一个最为重要因素，蜂窝电话制造商进行了卓越努力以便增强RF PA电路的有效性。\n[0003] 图1示出了传统RF发射器电路，包括发射器集成电路(TXIC)102以及外部功率放大器(PA)104。例如，在使用一个或者多个蜂窝电话标准(调制技术)的蜂窝电话设备中，可以包括RF发射器电路，所述蜂窝电话标准诸如UMTS(通用移动电话系统)或者CDMA(码分多址)，然而RF发射器电路可以包括在任何其他类型的RF电子设备中。仅出于示出目的，在此将作为蜂窝电话设备的一部分来描述RF发射器电路。TXIC102生成RF信号106，该RF信号106由PA104放大并且由天线(未示出)来远程传送110。例如，RF信号106可以是根据UMTS或者CDMA标准来由TXIC102进行调制的RF信号。\n[0004] RF功率放大器104通常包括输出晶体管(未示出)以用于其最后放大级。当由RF PA104放大RF调制的信号106时，输出晶体管倾向于使RF调制的信号106失真，这导致在输出信号110处的频谱占用宽于在输入信号106处的频谱占用。由于RF频谱在蜂窝电话的用户之间共享，宽的频谱占用是不理想的。由此，蜂窝电话标准通常对可接受失真的量进行了规范，由此，需要输出晶体管实现高线性要求。就这一点，当RF输入信号经过调幅时，则PA104的输出晶体管需要以在所传送的峰值功率处保持线性方式进行偏置。这通常导致在RF输入信号106的幅度的非峰值期间的功率浪费，这是由于偏置在峰值功率水平处针对可接受失真保持固定。\n[0005] 已经改进了特定RF调制技术以满足甚至更高的频谱效率，并且由此迫使RF PA104来牺牲更多效率。例如，尽管PA104的输出晶体管的峰值功率处的效率可以高于\n60％，当使用诸如WCDMA的调制格式时，利用特定类型的编码，RF PA104的效率下落至低于\n30％。这种性能变化是由于以下事实：在RF输入信号106幅度的非峰值期间，RF PA104中的RF晶体管保持处于几乎固定的偏置。\n[0006] 现有的某些传统技术在RF PA104中提供了有效性增益。一种传统技术是EER(包络消除和恢复)。EER技术独立地将RF输入信号106的相位信号(在图1中未示出)以及幅度信号(在图1中未示出)应用至功率放大器104的2个端口，例如分别是其供电电压端口(Vcc)108及其RF输入端口107。然而，EER技术不能提供显著的有效性增益，这是因为供电电压108不能以能量有效的方式变化以调整RF输入信号106的幅度信号中的大的变化，以及由此不能提供基本能量有效性增益同时维持RF PA104中的RF信号的所需线性放大。这主要是由于难以实现快速、精确、广泛和能量有效的电压转换器来驱动RF PA104的供电电压。\n[0007] 仅当使用具有非常大的变化范围的可变电源(power supply)来基于RF输入信号\n106的幅度信号来调整功率电压、同时没有因电源自身消耗的功率而减小RF发射器的有效性时，传统EER技术可以较好地操作。然而，可变电源通常包括线性调节器(在图1中未示出)，其关于固定电流负载(诸如，线性模式中的PA)变化其输出电压，该可变电源根据规则降低恒电流处的供电电压，当在RF输入信号106的幅度信号中存在较大下落时，消耗的功率是由其电流与跨过线性调节器的电压降的乘积得到的。这导致在由RF发射器消耗的总电池功率中没有变化，这是因为在RF PA104中获得的有效性大多在线性调节器自身中损失。EER技术的各种变型(诸如，包络跟随以及极性调制方法的其他各种类型)同样不能在RF发射器的有效性中产生任何显著增益，这是因为功率电压同样基于RF输入信号106的幅度而调整，其本质上具有较大变化，并且由此具有关于传统EER技术的上述相同的不足。\n[0008] 通常，控制PA的传统方法不能解决出现在非频率线性设备(诸如，PA)中的幅度-相位重调制(AM-PM)。由此，传统方法不适用于在常规移动电话技术或者移动数据系统中使用的常规PA类型，这是因为所需的频谱占用性能由AM至PM失真而折衷。\n[0009] 最后，通常结合具有高的电气质量系数的带通滤波器来使用PA。这些滤波器通常是SAW(表面声学波)类型。由于其高的质量系数，滤波器展示出相对较高的组延迟。组延迟使得校正环路难以在SAW滤波器设置的周围工作、同时PA仍然满足针对AM-PM校正所需的高带宽需求。\n[0010] 由此，存在如下需求：需要一种RF PA系统，其在各种类型的广泛范围的调制技术中具有有效性，并且使得RF PA电路的功率消耗中存在显著的净值减少。还需要一种PA控制器，该PA控制器可以校正AM至PM的效应、同时不依赖于以有效性为代价的特别针对AM至PM设计的PA。另外，需要一种PA控制器，该PA控制器在PA电路的校正环路路径中可以不包括使用SAW滤波器。\n发明内容\n[0011] 本发明的一个实施方式公开了一种基于幅度校正信号或者幅度误差信号来控制功率放大器的功率放大器控制器电路。功率放大器接收并放大去往功率放大器的输入信号并生成输出信号，该功率放大器控制器电路控制功率放大器，从而使其以有效方式操作。\n[0012] 一种PA控制器电路，包括：幅度控制环路以及相位控制环路。幅度控制环路确定指示在输入信号的幅度以及输出信号的已衰减幅度之间的幅度差的幅度校正信号(在此还称作幅度误差信号)，以及基于幅度校正信号来调整去往功率放大器的供电电压。相位控制环路确定指示在输入信号的相位以及输出信号的相位之间的相位差的相位误差信号，以及基于相位误差信号来调整输入信号的相位，来匹配输出信号的相位。由此相位控制环路校正由功率放大器的AM至PM非理想性引入的不期望相位调制，并且由此降低由功率放大器生成的相位失真。\n[0013] 在本发明的第一实施方式中，幅度控制环路包括：幅度比较器，用于将输入信号的幅度与输出信号的已衰减幅度进行比较，以生成幅度校正信号；以及电源，耦合以接收幅度校正信号，以及用于基于幅度校正信号来生成提供至功率放大器的已调整供电电压。通过使用幅度校正信号来控制去往功率放大器的供电电压，可以使用高效但低带宽的电源(诸如，开关模式电源)来向功率放大器提供已调整供电电压。\n[0014] 在本发明的第二实施方式中，幅度校正信号划分为两个或者更多具有不同频率范围的信号，并且将其分别提供至具有不同效率水平的不同类型的电源，来生成提供至功率放大器的已调整供电电压。例如，在第二实施方式中，电源包括：具有第一效率的第一电源以及具有高于第一效率的第二效率的第二电源。第一电源接收第一频率范围中的幅度校正信号的第一部分，以及基于幅度校正信号的第一部分来生成第一已调整供电输出；以及第二电源接收低于第一频率范围的第二频率范围中的幅度校正信号的第二部分，以及基于幅度校正信号的第二部分来生成第二已调整供电输出。第一和第二已调整供电输出结合以形成提供至功率放大器的已调整供电电压。第一电源是线性调节器，以及第二电源是开关模式电源。通过将幅度校正信号划分成为具有不同频率范围的两个或者更多信号，本发明的第二实施方式具有附加的优势：在没有显著牺牲效率的情况下，可以利用相对于第一实施方式甚至更窄的带宽来实现开关模式电源。较窄带宽的电源或者具有较小电压变化范围的可变电源更加易于实现。\n[0015] 在本发明的第三实施方式中，幅度控制环路进一步包括：增益控制模块，用于接收幅度校正信号以生成增益控制信号；以及可变增益放大器，用于基于增益控制信号来调整输入信号的幅度。第三实施方式具有以下优势，即可以在超过其压缩点的任何给定深度操作功率放大器，使得在设计PA电路时更多自由度。这在优化效率增益相对于频谱占用性能时是有利的。通过添加可变增益放大器，去往PA的控制电压的变化幅度进一步降低，结果得到进一步的明显有效增益。\n[0016] 在本说明书中描述的特征和优势并非包括一切，并且尤其是通过参考附图、说明书以及权利要求书，多种附加的特征和优势对本领域普通技术人员来说是易见的。此外，应该注意，在说明书中使用的语言原则上是出于阅读性和指导性目的而选择的，并且并非选择用以描述或者限制发明性主题。\n附图说明\n[0017] 通过结合附图来考虑下文的详细描述，可以容易地理解本发明的含义。\n[0018] 图1示出了传统RF发射器电路；\n[0019] 图2示出了根据本发明的包括PA控制器的RF发射器电路；\n[0020] 图3A示出了根据本发明第一实施方式的RF功率放大器电路；\n[0021] 图3B示出了根据本发明第一实施方式的用于对RF PA电路的幅度控制环路进行控制的方法；\n[0022] 图4A示出了根据本发明第二实施方式的RF功率放大器电路；\n[0023] 图4B示出了根据本发明第二实施方式的对RF PA电路的幅度控制环路进行控制的方法；\n[0024] 图5A示出了根据本发明第三实施方式的RF功率放大器电路；\n[0025] 图5B示出了根据本发明第三实施方式的对RF PA电路的幅度控制环路进行控制的方法；\n[0026] 图6示出了根据本发明的实施方式的对RF功率放大器电路的相位控制环路进行控制的方法；\n[0027] 图7示出了向PA的供电电压208的波形中的变化的仿真结果，其针对具有3.4V标称供电电压的常规商业WCDMA PA和使用3.84M每秒码片速率的WCDMA调制，并且对应于传统极性控制方法、图3A的第一实施方式以及图5A的第三实施方式；\n[0028] 图8示出了针对具有3.4V标称供电电压的常规商业WCDMAPA和使用3.84M每秒码片速率的WCDMA调制，在图5A的节点509处存在的时间域波形示例的模拟结果；以及[0029] 图9示出了针对具有3.4V标称供电电压的常规商业WCDMAPA和使用3.84M每秒码片速率的WCDMA调制，在图5A的节点401和403处存在的时间域波形示例的模拟结果。\n具体实施方式\n[0030] 仅借助于示出的方式给出了关于本发明的优选实施方式的以下描述和附图。应该理解，从下文的描述中，在此公开的结构和方法的备选实施方式可以容易地认为是可以使用的可行备选，而并不脱离所要求的本发明的原理。\n[0031] 现在，将参考本发明的多个实施方式，这些实施方式结合附图示出。只要可行，则可以在附图中使用类似或者相似的参考标记以指示类似或者相似的功能性。附图仅出于示出目的描述了本发明的实施方式。从下文的描述中，本领域技术人员将容易地认识到，可以使用在此示出的结构和方法的备选实施方式，而并不脱离在此描述的本发明的原理。\n[0032] 图2示出了根据本发明实施方式的包括PA控制器202的RF发射器电路。PA控制器202放置在发射器IC102和PA104之间，以接收来自TXIC102的RF信号204，并且将RF信号206提供至PA104，同时借助于已调制供电电压208来控制PA104。PA控制器202还放置在电源路径(Vcc)210和PA104之间。PA104将RF信号206进行放大以输出已放大的RF输出信号110，并且还将该信号作为反馈信号提供返回PA控制器202。如下文中参考图3A、图3B、图4A、图4B、图5A以及图5B的解释，通过PA控制器202来基于幅度校正信号(在图2中未示出)来生成已调整的供电电压208，该幅度校正信号指示RF输入信号204的幅度以及反馈RF输出信号110的已衰减幅度之间的差异。注意，在此使用的术语“幅度校正信号”与术语“幅度误差信号”同义。PA控制器202基于幅度校正信号来调整供电电压(Vcc)210，以便生成提供至PA104的已调整供电电压208，从而优化PA104的效率。PA控制器202的优势在于，当在TXIC102、PA104以及供电电压(Vcc)210之间插入PA控制器202时，连接到PA104和TXIC102的现有信号连接不必改变。\n[0033] PA控制器电路202还可以调整信号204的幅度和相位，以允许根据通过配置信号\n209接收的信息用于功率控制和PA斜坡(ramp)。由于PA控制器电路202知晓输出处的电压以及功率放大器104中的电流，该PA控制器电路202还可以调整用于在可以由PA使用的天线处(在此未示出)的负载变化。如果使用定向耦合器(未示出)馈送信号204的已衰减幅度，则PA控制器202可以调整转发功率同时控制PA操作点，这是由于其知晓节点208处的电压和电流。\n[0034] 图3A示出了根据本发明第一实施方式的RF PA电路。RF PA电路包括包含闭合幅度控制环路和闭合相位控制环路的PA控制器202以及PA104。\n[0035] 相位控制环路包括两个限制器312和314、相位比较器316、环路滤波器(PLF(相位环路滤波器))318以及移相器320。为了在所有条件下实现稳定性，相位比较器316是具有大于2*PI的捕获范围的可胜任类型。为了实现这一点，可以结合使用可调整延迟元件和分频器。另外，由于相位校正环路处理的动态相位变化在幅度中受到限制，可以使用相位分段(sub-ranging)系统。分段相位控制块(未示出)可以是由此系统使用的相位比较器\n316的要素之一。在相位比较器316中使用分段的优势在于稳定性以及良好的噪音。\n[0036] 幅度控制环路包括已调整的可变衰减器(RFFA(RF反馈衰减器))306、两个相匹配的幅度检测器302、304、比较器308以及开关模式电源(SMPS)310。注意，限制器312和检测器302以及限制器314和检测器304可以结合成为单一的限制器/功率检测器块，而不必改变系统的功能性。\n[0037] 参考图3A，相位控制环路监控来自发射器IC102(在图3A中未示出)的RF输入信号204，并将RF输入信号204的相位与PA104的输出信号110的相位进行比较，该输出信号110通过已调整可变衰减器(RFFA)306来衰减326，导致控制信号319改变从移相器320得出的RF信号206的相位。更具体地，限制器312接收来自TXIC102的RF输入信号204，并向比较器316输出限幅信号324，该限幅信号324是其输入信号相位的数学表示。限制器314还接收如通过已调整可变衰减器(RFFA)306衰减326的PA104的输出信号110，并且将其相位信号325输出至比较器316。比较器316比较两个限制器314、316的输出信号\n324、325的相位，并且生成相位误差信号317。注意，在此使用的术语“相位误差信号”与术语“相位校正信号”同义。相位校正信号317由环路滤波器(PLF)318来滤波以生成相位控制信号319。环路滤波器318完成相位环路并且对功能适当地提供相位环路所需的必要的增益、带宽限制以及环路稳定性。在此使用的特定环路滤波器可以是任何类型，并且可以包括多个积分和求导级以便满足最佳的环路性能。环路滤波器的类型可以包括经典类型I、II等。此相位环路设计的特点在于，出于稳定性原因必须考虑通过PA104的组延迟。这是通过在环路滤波器中选择适当放置零极点(pole-zero)来实现，并且可以包括延迟补偿。相位控制信号319输入至移相器320以便控制对输入RF信号206的相位进行的偏移，从而输出信号110的相位动态地匹配发射器信号204的相位。\n[0038] 相位控制环路的功能是抵消PA104的AM(幅度调制)对PM(相位调制)的特征，该特征是基于晶体管放大器的标称失真特征的部分，其允许RF信号的相位在PA104的输出\n110处与在移相器320的输入204处相同，并且由此降低由PA104所生成的相位失真。此相位控制环路有助于将PA104进行线性化，这是由于PA104的AM对PM相位偏移在较高的功率水平倾向于变得更高。通过限制PA104的AM对PM的影响，相位控制环路允许PA104来在较高功率水平起作用并且针对输出信号110具有较小失真，由此允许在更为有利的效率条件下使用PA104。另外，相位控制环路还有助于校正幅度控制环路(将在下文描述)可能导致的AM至PM的任何附加特征。尽管图3A示出了控制对PA104的输入的移相器电路\n320，还可以将移相器320放置于PA104的输出处，这具有相同的效益。\n[0039] 注意，相位控制环路是仅误差校正类型。换言之，相位控制环路没有修改对PA104的输入信号204的相位，除非PA104或者幅度控制环路引入了相位误差。由于反馈环路的噪声贡献影响RF发射器的整体信号质量，所定义仅误差校正环路(诸如，图3A中示出的相位控制环路)仅引入较小的校正，由此具有低噪声贡献。\n[0040] 幅度控制环路也是仅误差校正类型，并因而在此被称作幅度校正环路。由此，在此使用的幅度控制环路和幅度校正环路是同义的。参考图3A，RF输入信号204的幅度通过幅度检测器302来监控，并且通过比较器308来与PA104的输出110处的幅度进行比较，该输出110处的幅度通过已调整可变衰减器(RFFA)306而被衰减326，如图，其经过相匹配的幅度检测器304。调整衰减器306以便PA104的输出110处于期望的水平。这可以通过去往PA控制器202的数字输入或者通过可变衰减器(RFFA)306的模拟控制对可变衰减器(RFFA)306进行编程321来实现。比较器308生成误差信号309，该误差信号309指示在输入RF信号204的幅度和输出RF信号110的已衰减幅度326的幅度之间的差异，在此称作“幅度校正信号”309。幅度校正信号309馈送进入电源310，该电源310是开关模式电源(SMPS)。基于幅度校正信号309，SMPS310生成已调整供电电压208并将其提供至PA104的一个或者多个供电电压管脚。已调整供电电压208基本上作为用以控制PA104的操作点的偏置控制信号来操作。\n[0041] 对于给定的输出功率，调整PA104的供电电压208具有变化其增益以及改变其效率的影响。对于给定的输出功率，降低对PA104的供电电压208可对PA104提供较好的效率。对PA104的已调整供电电压208进行调整以确保PA104保持处于其最有效的幅度区域。因为调整PA104的供电电压208没有改变PA104的增益，PA104的输出幅度随着来自SMPS310的供电电压208来变化，并且幅度控制环路可以是闭合的。此类操作的原理如下文所述。\n[0042] 当对PA104的输入提高时，PA104的输出也提高。由于PA104保持处于对应于较小输入信号的其线性操作区域中，PA104的输出将随着其输入来线性地增长。由此，去往比较器308的两个输入将以相同的数量升高，使得不存在误差校正并且不改变供电电压208。\n这是当输出功率相对较小并且低于饱和点之下的情况。\n[0043] 随着在PA104输入处的输入功率的继续升高，将存在这样的点，当超过该点时，PA104的输出将不再与对PA104的输入直接呈比例。幅度控制环路将检测在PA104的输出和输入之间的此种误差，并且升高对PA104的供电电压，由此递送初始期望的输出功率，使得即使对于非线性PA104来说系统也以线性方式操作。\n[0044] 在实际应用中，由于PA104的Vcc，例如为其输出功率范围的最高值10dB，PA104将全部或者部分地饱和，并且由于RF信号104的RF调制迫使幅度变化，幅度控制环路将仅在当需要最高功率时才主动地控制去往PA104的供电电压208。为了降低输入功率，幅度控制环路将使得供电电压208处于固定水平，这是因为其检测到没有增益误差，导致对于PA104的固定增益。可以通过设置输入信号204的水平和设置衰减器306的水平、以及去往PA104的默认供电电压Vcc(在图3A中未示出)，来调整超过压缩的深度。在图7中示出了此行为，其中模拟结果比较传统极性架构(不具有反馈)的性能，其中去往PA的供电电压在0.1V和2.9V之间摆动、并且到达大约0.1V的最小值(如曲线701所示)，同时在使用幅度校正信号309的图3A的第一实施方式中，去往PA104的供电电压208没有下落到0.5V之下，如由标记为702的曲线所示。如曲线703所示，清晰可见在双增益控制方法中的幅度摆动进一步降低，在下文中将参考图5A以及图5B的本发明的第三实施方式进行详细解释。\n[0045] 去往PA104的供电电压的变化还导致相位变化。由此，上述相位控制环路与幅度控制环路相结合操作，以便维持PA104输出信号处的RF调制准确性。注意，相位控制环路也是仅误差校正环路，并且由此对噪声的贡献最小。\n[0046] 此外，幅度校正环路具有如下优势，SMPS310其自身没有消耗任何明显的功率并且由此实际上增加了RF功率放大器电路的整体效率，可以使用该SMPS310来生成去往PA104的已调整供电电压208。这是可能的，因为可以基于幅度校正信号309(其本身具有更窄的变化或者波动的范围)而不是RF输入信号204的实际幅度(其本身具有更宽的变化或者波动的范围)，来由SMPS310生成去往PA104的已调整供电电压208。SMPS310较容易实现以较小的变化范围跟随幅度校正信号309，但是如果其必须跟随RF输入信号204的未修改的幅度，则将更难以实现。这关系到以下事实，当幅度其自身为低时，幅度信号自身具有其最快速的变化。当PA以线性模式操作时，幅度校正环路不必对其输出进行任何变化。例如，幅度校正信号309可以仅针对最高值10dB的实际输出功率变化而激活。与之相比，幅度信号自身可以具有40dB的变化，并且可以在-10dBc至-40dBc之间更为快速地变化，该变化的速度比在0dBc至-10dBc之间的变化更快。由此，当使用幅度校正信号309而不是幅度信号自身来控制PA104的供电时，对SMPS310的带宽要求(其与电压变化率相耦合)得以降低。SMPS310自身没有消耗任何明显的功率，并且由此没有对电池功率的使用构成明显贡献，并且实际上提高了RF功率放大器电路的效率。与之相比，传统极性调制技术通常使用幅度信号自身，来调整去往PA104的供电电压，因为需要较高带宽，这阻止针对宽带RF信号使用SMPS310。由此，传统RF功率放大器控制系统通常使用线性调节器(而不是SMPS)来调整去往PA104的供电电压。这种线性调节器自身消耗的功率是来自其电流与通过线性调节器的电压降相乘的结果。当在幅度信号中存在大的下落时，可以导致明显的功率损失，而引起在由RF发射器消耗的整个电池功率中不存在降低或者仅有较小的降低。这是因为在RF PA中获得的任何效率在线性调节器自身中大部分都损失了。\n[0047] 图3B示出了根据本发明的第一实施方式的、在RF PA电路中对RF PA104的幅度控制环路进行控制的方法。参考图3A和图3B两者，当处理开始352时，比较器308将RF输入信号204的幅度323与来自PA104的RF输出信号110的已衰减幅度322进行比较354，以便生成幅度校正信号309。SMPS310基于幅度校正信号309生成358已调整供电电压208，其被提供至PA104，并且处理结束360。\n[0048] 图4A示出了根据本发明的第二实施方式的RF PA电路。在图4A中示出的RF PA电路与在图3A中示出的RF发射器电路基本相同，只有以下区别：(i)幅度校正信号309划分成为高频幅度校正信号401以及低频幅度校正信号403两个信号，该高频幅度校正信号\n401馈送至包括线性调节器402的高频路径，而低频幅度校正信号403馈送至包括SMPS404的低频路径；以及(ii)SMPS404以及线性调节器402的输出在加法器块406中结合以生成去往PA104的已调整供电电压208。例如，可以使用简单电流加法节点、较小的高频转换器或者其他类型的有源电子方案用作加法器块406。\n[0049] 高频幅度校正信号401输入至线性调节器402，该线性调节器402生成已调整供电电压208的高频部分405。低频幅度校正信号403输入至SMPS404，该SMPS404生成已调整供电电压208的低频部分407。加法器块406将高频部分405以及低频部分407结合以生成去往PA104的已调整供电电压208，以便将PA104保持在有效操作范围中。\n[0050] 分别使用高通滤波器410以及低通滤波器411，来将幅度校正信号309划分成为高频幅度校正信号401以及低频幅度校正信号403。高频幅度校正信号401由高于预定频率的幅度校正信号309的分量构成，而低频幅度校正信号403由低于预定频率的幅度校正信号309的分量构成。用以划分幅度校正信号309的预定频率可以设置在任何频率，但是优选地设置在最佳点处，整个RF发射器电路的效率在该最佳点处得到最为充分的改进。例th\n如，预定频率可以低至RF信号频谱占用带宽的1/20 。在其他实施方式中，预定频率可以不是固定的，而是可以进行动态调整以实现RF发射器电路的最佳性能。\n[0051] 由线性调节器401消耗的来自诸如电池的功率源(未示出)的用于PA104上的给定控制电压208的功率可以近似于以下表示：\n[0052] Pbat≈Ipa×Vpa+Effl×(Vcc-Vpa)×Ipa\n[0053] ≈Effl×Vcc×Ipa\n[0054] 其中Effl＝1.05，其足够靠近1以便允许此近似，其中，Pbat是来自电池的功率，而Ipa是去往PA104的输入电流，Vpa是去往PA104的输入供电电压，而Vcc是电池的供电电压。另外，由SMPS404消耗的来自诸如电池的功率源(未示出)的用于PA104上给定控制电压208的功率可以近似于以下表示：\n[0055] Pbat＝Effs*Ipa*Vpa\n[0056] 其中Effs＝1.1，并且在SMPS中的切换(未示出)的效率通常超过90％。\n[0057] 如果去往PA104的平均输入电压Vpa显著小于电池的供电电压Vcc，则SMPS404实现较低的功率消耗。尽管线性调节器402通常效率低于SMPS404，然而处理幅度校正信号\n309的高频部分401的线性调节器402没有以任何显著方式使得整个RF PA电路变得效率低下，这是因为幅度校正信号309的大多数能量包含在低频部分403中而不是包含在高频部分401中。在下文中将参考图8和图9来解释。\n[0058] 使用包含SMPS404(其承载幅度校正信号309的低频部分403)的高效率路径以及包含线性调节器402(其承载幅度校正信号309的高频部分401)的低效率路径两者具有以下优势，可以使用具有有限频率响应的SMPS404。换言之，SMPS404不必适用于非常高的频率，而是仅需适用于幅度校正信号309的较低频的有限范围，使得SMPS404的实现更容易并且更具成本效益。将SMPS404与线性调节器402进行结合，这使得高操作带宽适用于幅度校正信号309的整个频率范围，而不必以任何显著方式来牺牲RF PA电路的总体效率，这是由于通过更为有效的SMPS404而不是通过不太有效的线性调节器402，来处理包含在幅度校正信号309的低频部分403中的幅度校正信号309大部分能量。\n[0059] 例如，下文中的表1示出了在WCDMA蜂窝电话中使用的假设简单4QAM(正交幅度调制)信号中的各种频率范围中的能量的百分比以及根据图4A的实施方式中的RF发射器期待实现的总体效率，其中假设特定操作条件如表1中所示。结合的幅度和相位频谱的宽度为4MHz。\n[0060] 表1\n[0061] \n[0062] \n[0063] 尽管在表1示例中示出了SMPS404的示例性窄带宽(100KHz)，但通过将57％效率的线性调节器402与90％效率的SMPS404结合使用，在上述假定条件下，可以期望使得根据图4A的实施方式的RF功率放大器供电系统为71％的效率。这是优于常规PA控制器系统的非常显著的改进，其中常规PA控制器系统通常在相同操作条件下仅使用线性调节器并且由此仅具有57％的效率。通过使用具有提高带宽的SMPS404，甚至可以进一步改进RF功率放大器的效率。\n[0064] 图4B示出了根据本发明第二实施方式的、对RF PA电路中的RF PA幅度控制环路进行控制的方法。结合图4A来解释图4B。参考图4A以及图4B两者，当处理开始452时，比较器308将RF输入信号204的幅度323与来自PA104的RF输出信号110的已衰减幅度\n322进行比较454，以生成幅度校正信号309。将幅度校正信号309的低频部分403施加456至高效SMPS404，同时将幅度校正信号309的高频部分401施加至低效线性调节器402。基于高效SMPS404以及低效线性调节器402的输出407和405的结合来调整460去往PA104的供电电压208，并且处理结束462。\n[0065] 图5A示出了根据本发明第三实施方式的RF PA电路。除了添加了增益控制块506以及可变增益放大器502以提供附加装置来控制PA104和整个RF发射器电路的效率以外，在图5A中示出的RF发射器电路与图4A中示出的RF发射器电路基本相同。尽管在此示出的图5A的第三实施方式是作为对图4A的第二实施方式的改进，应该注意，图5A的第三实施方式的相同概念也可以用以改进图3A的第一实施方式。\n[0066] 更具体地，增益控制块506接收幅度校正信号309并且基于幅度校正信号309来调整可变增益放大器502的增益，以及分别将幅度校正信号309的低频部分和高频部分403和401传送至SMPS404和线性调节器402，以便生成已调整供电电压208，如参考图4A所述。\n通过监控去往增益控制块506输入的幅度校正信号309的幅度，在创建控制信号504来在PA104之前进一步补偿了可变增益放大器502的增益。相对于在上文图4A中所述的第二实施方式，这一设置甚至允许使用更低的带宽用于PA控制器系统。另外，现在输出功率的可编程性完全交给PA控制器202，而在图4A的实施方式中，改变所需的输出功率需要发射器IC102中增益的变化。\n[0067] 通过添加可变增益放大器502和增益控制块506，可以在超过其压缩点的任何给定深度处使用PA104。在此使用的术语“超过压缩的深度”是指在PA104的平均输入压缩级别和在PA104处的实际平均输入功率之间的差异。例如，当需要峰值输出功率时，去往PA104的输入可以由超过PA104的1dB压缩点的10dB来过载(overdrive)。还可以在当需要峰值功率的时刻处调整PA104的供电电压，从而1dB压缩点被设置得更高，以及仅需要由\n3dB来过载PA104输入以获得相同的输出峰值功率。对输入水平和供电电压两者的动态调整允许此环路系统进一步显著降低控制电压208的幅度。\n[0068] 在图5A的实施方式中，由闭合幅度控制环路来对增益和压缩点进行独立编程，这还允许降低电源系统(线性调节器)必须递送至PA104的高频能量的数量。这可以通过使得可变增益放大器502以高于Vcc控制环路(在节点208上闭合)可以执行的较高速度针对某些增益误差进行校正来实现，由此降低由低效高频分支(线性调节器401)所执行的校正数量。由此，在节点208和504处的信号带宽可以显著不同。因为在高频处仅存在小部分能量，相对于节点504处的带宽，为降低节点208处控制的带宽仅需要较小的性能损失。两个有效带宽的比率是整个系统设计平衡的一部分。增益控制块506调整压缩点，同时增益环路经过可变增益放大器502来保持闭合。这允许RF控制器系统搜索超过压缩(如由幅度校正信号309的绝对值所测量，或者备选地通过增益控制504的平均值所测量)的最佳深度以及对结果的信号质量具有较小影响的效率。针对超过压缩的最佳深度的搜索可以通过慢控制环路来进行，该慢控制环路监控幅度校正信号309的绝对值及其求导。另一备选是监控增益控制信号504的平均值。为了控制幅度控制504以及208两者的相关动作，以及尤其是控制节点208处的最大电压，可以实现用于可变增益放大器502的压缩水平的控制系统。在图5A的实施方式中，因为可以调整去往PA104的供电电压208以及去往PA104的输入508，此实施方式通过使用两个控制信号信息源来固有地在设计中提供较好的灵活性。这允许进一步降低电压控制信号208的变化幅度，如图7所示，其对应于图5A的第三实施方式，其中具有最小变化的电压标记为信号703。\n[0069] 另外，图5A的第三实施方式还是用于直接处理RF信号的极性表示。在此情况下，来自TXIC102的幅度信号耦合至幅度检测器302，以及来自TXIC102的仅相位信号耦合至可变增益放大器502以及限制器312。\n[0070] 图5B示出了在根据本发明第三实施方式的RF发射器电路中，对RF PA幅度控制环路进行控制的方法。除了增加步骤512以外，在图5B中示出的方法与图4B中所示的方法基本相同。在步骤512中，通过使用可变增益放大器502并基于幅度校正信号309来调节去往PA104的输入信号508。由此，在图5B的方法提供有一种附加装置，用于控制PA104以及整个RF PA电路的效率。\n[0071] 图6示出了在根据本发明的RF PA电路中，对RF PA的相位控制环路进行控制的方法。如图3A、图4A以及图5A中示出，图6的相位控制方法可以由在图3B、图4B以及图\n5B中所述的对幅度校正环路进行控制的任一方法来使用。将结合图3A、图4A以及图5A来解释图6的方法。\n[0072] 处理开始602后，比较器316将RF输入信号204的相位与来自PA104的已衰减RF输出信号326的相位进行比较604，来生成相位误差信号317。由环路滤波器(PLF)318过滤606相位误差信号316，以生成相位控制信号319。基于相位控制信号319来将输入RF信号204的相位进行偏移608，从而输入信号204的相位动态地匹配于输出RF信号110的相位，并且处理结束610。\n[0073] 针对具有3.4V标称供电电压的典型商业WCDMA PA以及使用3.84M每秒码字的WCDMA，图7示出了与传统极性控制方法、图3A的第一实施方式以及图5A的第三实施方式相对应的去往PA的供电电压208波形变化的模拟结果。如先前所述，由常规极性系统生成的指示为曲线701的已调整供电电压208具有广泛的波动并且变化最大，图3A的第一实施方式生成的指示为曲线702的已调整供电电压208的变化小于曲线701，而由图5A的第三实施方式生成的已调整电压703仅具有小波动并且变化最小。\n[0074] 图8示出了图5A在节点509处呈现的时间域波形的(其电压可以与节点309处的电压相同)示例的模拟结果，而图9示出了图5A的节点401和403处呈现的时间域波形示例的模拟结果，两者都是针对具有3.4V标称供电电压的典型商业WCDMA PA以及使用\n3.84M每秒码字的WCDMA。图8中的环路电压相对于时间示出了在除少数短暂时刻以外的大多数时间中，环路将电压保持在低于2.5V。这是由于信号的幅度特征需要高的峰值而平均值较低。在图9中示出了电压401和403。所述电压分别相对于由100kHz的高通滤波器410以及100kHz的低通滤波器411过滤的电压309(或者509)。可以看出，经过低通滤波的信号403几乎是值为1.9V的DC信号，而在高通滤波的信号401是具有低DC的有限频带波形，并且rms值仅为0.2V。如果由容易实现的低输出带宽SMPS404以90％效率生成\n1.9V，并且使用线性放大器402以60％的效率生成0.2V，则可以以结合的功率(1.9+0.2)/(1.9/0.9+0.2/0.6)＝87.5％来生成信号309。这大大优于以(1.9/3.4)/1.05＝53％的平均效率来使用线性调节器生成信号309。然而应该理解，在此呈现的计算是工程近似，在电池寿命中的潜在益处通过此示例清晰可见。\n[0075] 通过阅读本公开，本领域技术人员应该理解，通过本发明所公开的原理，还存在用于RF功率放大器控制器的附加备选结构性和功能性设计。例如，尽管在图4B的实施方式将幅度校正信号309划分成为两个频率范围，还可以将幅度校正信号309划分成为两个以上的不同频率范围用于由可调整电源组件来分别处理。尽管在此描述的实施方式是涉及在蜂窝电话应用中使用的RF PA控制器，功率放大器控制器电路可以由用于多种不同类型电子设备的任何类型的功率放大器来使用。这些应用的示例包括视频信号以及曼彻斯特编码的数据传输。\n[0076] 对于其他示例，可以使用数字技术处理在此描述的PA系统的某些信号。而无论信号是以模拟形式表示或者以数字形式表示，这都不会改变根据本发明的各种实施方式的PA系统的幅度和相位控制环路的操作原理及其功能性。例如，基于幅度误差信号309的观察，可以计算用于PA104的典型传输函数，以及构造在节点206、208处驱动PA的信号，这仍然是闭合环路控制的形式。\n[0077] 由此，尽管已经示出和描述了本发明的特定实施方式和应用，应该理解，本发明不限于在此公开的精确构造和组件，以及在此公开的本发明的装置和方法的细节、操作以及设置中，可以执行各种修改、变化和变型，这对于本领域技术人员是易见的，并且并不背离如所附权利要求书中限定的本发明的精神和范围。