脉宽调制电源

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本发明一般涉及脉宽调制电源，更具体涉及具有防止突变和其 它线电压过量情况影响的线路的脉宽调制电源。\n标准脉宽调制电源包括具有初、次级线圈的电源系统变压器， 初级线圈的一端与DC(直流)电压源导线相连，另一端与一半导体 开并相连。开关的重复开启与关闭而在初级线圈两端产生AC(交 流)电压。半波或全波整流桥与次级线圈的两端相连，且为输出电容 充电而输出DC电压。\n在启动过程中与正常工作情况下调整输出电压是利用如下先有 技术。差分放大器的一个输入端接收一固定基准电压，而另一输入 端接收输出电压的分压。差分放大器的输出称为“误差”电压，且正 比于输出分压与基准电压之差。差分放大器的输出通过限流电阻和 二极管为一基准电容器充电。由于差分放大器中的反馈电容与并联 于基准电容的大电阻使误差电压的变化很慢。误差电压加到一个比 较器的一个输入端。而定时电容两端的电压则加到该比较器的另一 输入端，来自另一个次级变压器—感应变压器的经整流的电流为该 定时电容充电。当定时电容两端的电压刚好超出误差电压时，该比 较器重置触发器，使开关切断且停止向输出电容提供电流(直到下一 时钟周期的到来为止)。另外，触发器还导通一个晶体管，使其向定 时电容放电。由于误差电压是随着基准电容充电而逐渐上升的，因 此启动期间的输出电流得到了限制。最后，基准电容充电至更高的 稳态电平，以致使开关长时间保持导通，因此足以使电源变压器向输 出电容提供足够的充电电流，从而提供工作电流。\n当这种形式的脉宽调制电源受到输入电源线上的大的正向瞬变 电压尖脉冲影响时，进入电源变压器的电流会明显上升。定时电容 的充电也将比在额定电压下时更快，但与电源变压器的功率增长不 成比例。结果，超量的功率提供给电源变压器，过电流流过开关，电 源变压器与开关可能遭到损害。在瞬变衰减之后还会产生另一个 问题，由于瞬变期间的过电流和误差电压的大时间常数将使误差电 压高于稳态电平。另外，瞬间衰减后定时电容不再以增长的速率充 电。于是开关的有荷占空度将超量，这将使开关与电源变压器遭受 损坏。\n已经有了在瞬变期间使电源变压器截止，从而防止突变与线电 压超量情况的影响的先有技术。请参见US专利4,731,655。US专 利4,063,307公开了一个限流电阻和一个正输入端连接到NPN晶 体管的基极的齐纳二极管。该NPN晶体管的集电极与电源变压器 开关晶体管的基极相连。NPN晶体管的发射极接地，而其基极则提 供有一个返回电阻。如果输入端的瞬变电压超过齐纳二极管的额定 值，NPN晶体管114将被偏置，使开关晶体管的基极电压下拉，从 而在瞬变期间使开关晶体管截止。虽然上述技术可提供瞬变期间所 需要的保护，但脉宽调制电源的上述形式却不能解决瞬变后的问题。\n本发明的一般目的是提供一种脉宽调制电源，它可在突变及其 它线电压过量情况期间和之后，避免初级线圈的半导体开关延长 开启。\n本发明在于一种脉宽调制电源的控制装置，该脉宽调制电源控 制装置包括一个具有一初级线圈、一次级线圈的电源变压器；以及 与初级线圈相耦合的DC电源。一个半导体开关也与初级线圈相耦 合，通过初级线圈来控制功率，整流器连接于次级线圈两端，对次级 线圈中的感应电流进行整流，整流器向输出电容提供经整流后的电 流而产生DC输出电压。\n本控制装置控制开关的有荷占空比，使其能向输出电容提供足 够的充电电流，从而满足额定负荷，在线电压超量期间和之后还可避 免电源变压器的磁饱和和开关过热。本控制装置包括一个与电源变 压器及开关串联的感应变压器和一个与感应变压器次级线圈相连的 整流器。本控制装置还包括一个与整流器相耦合并从其接收充电电 流的第一电容器。当电源在额定情况时，开关的导通时间是根据第 一电容器两端电压与第一基准电压的比较。在大的电压瞬变期间， 第一基准电压上升到一个过电平，并在该瞬变衰减之后仍保持该 过电平。因而本控制装置还包括一个与电源相耦合且从其接收充电 电流的第二电容器，在瞬变衰减之后，开关的导通时间是根据第二电 容器的电压与逐渐上或的第二基准电压的比较。\n下面结合附图，以举例形式说明本发明的较佳实施例。\n图1是根据本发明的脉宽调制电源的电路图。\n图2是图1中电路在输出额定电压情况下额定电压定时电容 器、过电压定时电容器及过载晶体管栅极之间所产生电压的图形。\n图3是图1中电路在电压瞬变衰减之后的过压定时电容器和开 关两端所产生的电压图形。\n图1是根据本发明的脉宽调制电源(其一般标作10)的说明图。 电源10包括电源变压器111、及一个串联的电流感应变压器11。变 压器11有初级线圈12和次级线圈14，变压器111具有初级线圈 112和次级线圈114，变压器111是电源系统116的一部分，变压器 11则是该电源系统的脉宽调制控制电路的一部分。电源16与串接 的初级线圈112和12的一端相连。以举例的方式，电源16可以是 由AC信号(未示出)的全波整流(未示出)产生的；全波整流的结果 包括充分的DC成份，例如，相对于380V峰值电压的额定直流 (DC)输出是242V。晶体管开关20与初级线圈12的另一端相连，RS 触发器221控制开关20，从而调整向变压器111和11提供的功率 量，如下将作更详细说明。\n在电源系统中，整流器120和121，以及由串联电感19和并联 输出电容22组成的低通滤波器连接于次级线圈114的两端。DC输 出电压23根据开关20的有荷占空比从输出电容器22两端产生，如 下所述。\n在本控制电路中，全波整流桥21和与其并联的定时电容器42 连接于次级线圈14的两端。触发器221具有由时钟43所提供的设 定输入，当时钟43输出一正脉冲时，触发器使开关20导通。这样就 向变压器111和11提供了电流，且向输出电容器22与定时电容42 提供了充电电流。\n控制电路使用DC输出电压23进行如下调整。DC输出电压被 电阻器27和29所分压，并加到差分放大器30的一个输入端上，齐 纳二极管31两端产生的基准电压被加到差分放大器的另一个输入 端上。起初，由于输出电容器22不能够被立即充电，所以基准电压 大于被分压的DC输出电压。结果，差分放大器30输出正“误差” 电压(9图7中“Ve”)，该“误差”电压通过电阻34和二极管33为电 容器32充电。由于放大器30的反馈电容28和与电容器32并联的 电阻34都很大，误差电压的充电很慢。作为一个实例，放大器30的 时间常数可以是5毫秒，并联的电阻34与电容32的时间常数是20 毫秒。\n按指数上升的误差电压提供给比较器40的反相输入端，给比 较器40的非反相输入端则由误差电压所提供。比较器40的输出端 与触发器221的复位输入端相连。定时电容42要比电容32小得多， 具有比电容32要小的时间常数，并从整流桥21接收充电电流。电 容器42的充电比电容器32的要快得多，且电容器42两端的电压 会很快超过误差电压。当电容器42两端的电压超过误差电压时，比 较器40的输出变高，使触发器221复位，触发器221使开关20断 开。这将防止启动时过电流流入开关使开关发热。然而，此时输出 电容22已被充了一些电。当开关20断开时，N沟道晶体管45被触 发器221的Q非输出端(Q)激活，使定时电容42放电，为下一个充 电周期作准备。\n由于输出电容22尺寸大，时间常数大，当开关20在短时内断 开时(正常负载下)，电容22基本保留了其所有电荷。直到时钟43 的下一个周期到来之前，开关20一直保持断开状态。此时，触发器 221重新置位，使开关20导通。这样，附加的功率传送到变压器111 和11，电流流向输出电容22与定时电容42。由于经电阻27和29分 压的DC输出电压仍旧小于基准电压，因此放大器30输出正的DC 电压且向电容32提供附加电流。来自放大器30的新电流使误差电 压上升。电容器42充电仍然比电容器32快得多，电容器42的电压 将很快超过误差电压。但是由于目前误差电压较高，因此本周期所 需时间要大于第一个周期(但对开关20仍是安全的)。于是第二周期 将比第一周期有更多的电流提供给输出电容22。当定时电容42两 端电压超过误差电压时，比较器的输出变高，并使触发器221复位， 断开开关20、上述过程被重复多次，每周期都使向输出电容22提供 的功率量增加。但必须注意，由于电容42的时间常数短，开关20的 有荷占空比仍短得足以在启动时防止过电流流入开关20使其发热。 重复若干次之后，例如额定情况下几秒钟之后，误差电压(二极管33 和电容32两端的电压)达到稳态电平，且开关20的导通时间基本 恒定(假设负载稳定的话)，如图2中第一与第二个时序图形所示。稳 态条件将为输出电容22提供足够的充电电流，以满足额定负载，但 又不足以使开关20过热或使电源变压器111饱和。(图2还示出了 电容202的充电情况。在瞬变前的稳态情况下，电容202不会达到由 5V电源210向电容204充电所建立的相应的基准电平，如下所述， 且不起作用)。\n当电源10受到输入电源线16上的大的正向瞬变电压尖脉冲影 响时，进入电源变压器111中的瞬时功率和进入开关20的电流明显 地上升，从整流器21向定时电容器42的充电速率也上升，但不与电 源变压器111中的功率和电流增长成比例。于是，若没有下述保护 电路的话，在瞬变情况下，电源变压器111与开关20可能遭到破 坏。若没有下述保护电路的话，电源系统变压器与开关在电压瞬变衰 减之后也会损坏，因为此时，瞬变期间电容32与28的过充电以及时 间常数很大，使误差电压过量。这样的过量的误差电压使定时电容 必须上升到更高的电平才能断开开关。若没有下述保护电路，定时 电容则将仍以正常速率充电，结果开关20保持导通状态的时间会比 正常时长得多。这将引起开关过热和电源变压器饱和。\n于是，电源10包括如下电路来防止突变或其它线电压过量情 况引起的即时影响和后影响。例如，如上所述，输入电源是由AC波 形经全波整流而产生的242V额定DC电压和380V额定峰值电压 所形成的。若峰值输入电压大于额定峰值输入电压，但未达到极限 值(例如，381-399V)，则下列控制将起作用，如上所述，输入电源经 串联电阻200向电容202充电。电容202两端电压上升，利用比较器 203将该电压与电容204上的5V电压相比较。(电容204已被5V 电源210经大电阻260预先充电至5V)。输入电压越大，电容202两 端电压就越快达到5V基准电压。当电容器202两端电压超过5V基 准电压时，比较器203使P沟道晶体管206导通。因此电源210通 过晶体管206迅速对定时电容42充电，从而使触发器221快速复位 并使电源变压器开关20断开。这与无保护电路所发生情况相比，开 关20的导通时间减小了，保证在381-399V峰值线电压时开关20 不会过热、变压器112不会饱和。触发器221复位还使晶体管225 导通，使电容器202放电，以便在下一个时钟周期时，被限定的功率 仍可提供给电源变压器112。输入电压的幅度影响电容202两端电 压达到电容204两端固定电压所需的时间。\n当峰值输入电压超过齐纳二极204的阈值电压时(在前例中为 400V)，将发生两种情况来保护电源。第一种情况是，流过齐纳二极 管240的电流使晶体管290导通，晶体管290使误差电压(在比较 器40的反相输入端)减小至接近零伏。于是定时电容42将更快地 达到断开开关20所需的电平。第二种情况是，一个N沟道晶体管 242导通并且电容204快速放电，使比较器203的非反相输入端与 地短接。于是，电容202两端的电压迅速超过该比较器的非反相输入 端的基准电压，因此比较器203立即导通P沟道晶体管206。这样， 使定时电容42被迅速充电以断开开关20，这甚至要比峰值输入电 压在381-399V范围内的情况下还快。因为这种情况电压越高就越 危险，所以十分有益。这样开关20表现出一个非常短的、甚至大体为 零的有荷占空比，直到峰值输入电压下降到低于齐纳二极管240的 阈值电压。\n此时，误差电压仍大大高于瞬变前的值，且由于时间常数很大也 不会很快消耗。然而开关20的导通时间取决于电容202的充电和 与电容204两端电压的比较。应该注意，电容204两端的电压在每 个电涌的终止之后，通过电阻206逐渐上升至5V(晶体管242关 断)，如图3所示。因此，随着电容器204的电压逐渐上升，开关20 的导通时间也逐渐上升。例如，电阻260与电容204的RC时间常数 可以是100微秒。在电容204的电压上升期间，使晶体管206导通 及开关20断开的阈值电压远远小于最终的5V电平。这样，就减小 了开关20的导通时间和其过热的危险，以及电源变压器111饱和的 危险，即使有多次连续的突变电涌相继而至时也是如此。因此，在瞬 变衰减之后，即使误差电压超量时开关20的导通时间也是安全的。 这样就满足了本发明的另一个重要目的。\n根据上述说明，公开了根据本发明的脉宽调制电源。然而在不 偏离本发明范围的前提下还可进行多种修改和替代。因此，本发明 是以举例的方式来说明的，以上描述并非是一种限制，对于本发明范 围的确定应当参见后附的权利要求书。