一种负载适应的电流尖峰限制型功率管开通方法

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一种负载适应的电流尖峰限制型功率管开通方法\n技术领域\n[0001] 本发明属于高频直流变换器的功率管驱动电路领域，尤其是在功率管开通速度的实时控制领域。\n背景技术\n[0002] 在高频直流变换器中，驱动电路是连接控制电路与主电路之间的桥梁，功率管的驱动电路影响其开关速度、电压及电流尖峰，也影响着变换器的EMI和变换器的工作效率。\n然而，开通速度与开通损耗及开通电流尖峰之间相互矛盾，功率管的开通速度越快，其带来的开通损耗越小，电流尖峰越大；开通速度越慢，开通损耗越大，但开通电流尖峰会相对较小，因此，驱动电路合理的设计显得尤其重要。\n[0003] 附图1为传统的电压源驱动方式，当功率管Q开通时，由于存在续流二极管D的反向恢复电流与结电容Cds的放电电流，这样会在功率开关管上产生一个电流尖峰，而且开通的速度越快，电流尖峰就越大。在实际电路工作中，当负载越大时，流过Q的电流也越大，相应的功率管Q的开通电流尖峰也就越大。所以，在传统的驱动电路设计中，一般根据变换器工作在额定负载下功率管的电流应力不大于器件本身额定值的原则来设计，这种设计方式下的功率管在额定负载下承受最大的电流尖峰，随着负载的减小，电流尖峰随之减小，电流裕量则相应增加，尤其当变换器工作在轻载下电感进入断续模式工作时，这种现象更为明显。\n因此，在实际功率管的驱动电路设计中，功率管的开通完全可设计为随负载减小而加快开通速度，加快开通速度必会带来电流尖峰增大的问题，但只要保证功率管的电流尖峰不大于额定负载下的电流尖峰即可。这种设计的特征是：功率管的开通速度越快，开通损耗就越小，从而可以提高变换器在低于额定负载下的工作效率，而且轻载下提高的更为明显。另外，在传统的电压源驱动电路设计中，设计完后，驱动电路参数与开通速度完全固定，不会因为变换器负载的不同进行优化调节开通速度。为此，针对功率管的开通过程，提出了一种新的负载适应的电流尖峰限制型功率管开通方法，驱动电路可以根据负载的变化实时调节功率管的开通速度，以提高变换器的工作效率，尤其是在轻载下的效率，所提开通电路不需要考虑负电源问题，开通电流控制精度高。\n发明内容\n[0004] 本发明的目的是提供一种负载适应的电流尖峰限制型功率管开通方法。\n[0005] 本发明所述的一种电流尖峰限制型功率管开通方法的技术方案是：在一个高频直流变换器的功率管驱动电路中，构造一个可控电流源(输出电流随其控制信号线性变化)并将其串联在驱动电路的开通回路中，利用构造的可控电流源对功率管的结电容进行充电以开通功率管，而可控电流源的输出电流大小受变换器的负载大小控制，从而实现负载适应的功率管开通速度实时控制。\n[0006] 所述的功率管是高频直流变换器中的主开关管，不包括为了实现开通速度实时调节目的而增加的辅助开关管。\n[0007] 所述的高频直流变换器包括高频非隔离型直流-直流变换器和高频隔离型直流-直流变换器。\n[0008] 所述的功率管是全控型功率开关器件或半控型功率开关器件，包括功率MOSFET，IGBT，GTO，晶闸管等，但不限于这几类。\n[0009] 所述功率管驱动电路，如附图2所示，功率管的驱动电路主要由正电源Vcc，驱动信号源uPWM，开关管Q1和Q2，驱动电阻Rg1、Rg2、Rg3，限流电阻Rc，二极管D1、D2和稳压二极管VD1以及可控电流源CCCS构成。驱动脉冲源uPWM接驱动电阻Rg1的左端，Rg1的右端接开关管Q1的栅极，Q1的漏极与驱动电阻Rg2的左端及限流电阻Rc的下端相连，电阻Rc的上端接正电源Vcc，驱动电阻Rg2的右端与开关管Q2的栅极相连，Q2的漏极与二极管D1的阴极、D2的阳极、稳压二极管VD1的阴极及驱动电阻Rg3的左端相连接，D1的阳极接可控电流源CCCS的输出端，CCCS的控制端接电流环给定信号iref，二极管D2的阴极接Vcc，驱动电阻Rg3的右端接被驱动的功率管Q的栅极，另外，开关管Q1、Q2的源极和稳压二极管VD1的阳极均接地。附图2中的Cgs、Cgd和Cds为主功率开关管Q的结电容，Ls为电路回路寄生电感，D为续流二极管。\n[0010] 所述的驱动电路工作原理是这样的：当驱动信号源uPWM由低电平变为高电平时，开关管Q1迅速导通，开关管Q2则迅速关断，可控电流源CCCS的输出电流ion给功率管的结电容Cgs充电以开通功率管Q，当功率管Q的栅源极电压ugs大于正电源Vcc时，二极管D2导通，Vcc将电压ugs箝位在Vcc，同时稳压二极管VD1对其进行稳压保护作用。因此，从中可得知ion越大，ugs上升的越快，反之越慢，这样ion的大小决定了功率管Q的开通速度。当驱动信号源uPWM由高电平变低电平时，开关管Q1迅速关断，开关管Q2则迅速导通，寄生电容Cgs通过Rg3和Q2放电以关断功率管Q。此处说明的是所选的开关管Q1、Q2的开关速度要快于被驱动的功率管Q。\n[0011] 所述的驱动信号源uPWM是高频直流变换器控制器所产生的高频脉冲信号，如附图3所示，该信号由控制器的输出信号uca与载波信号up比较产生，当uca大于up时，输出的uPWM信号为高电平；当uca小于up时，输出的uPWM信号为低电平，upwm信号的占空比为α。\n[0012] 所述的控制器的输出信号uca由控制器的环路产生，一般为电流环的输出，载波信号up为三角波或者锯齿波。\n[0013] 所述的可控电流源为电流控制电流源(CCCS)，如附图4所示，指令电流为随负载变化的电流环给定信号iref，iref经过一个调节器G产生一个开通调节电压ur，调节电压ur经过一个电压控制电流源产生开通驱动电流ion去开通功率管Q。因为ion决定了Q的开通速度，而ion又由iref调节，这样Q的开通速度随负载变化得以实时控制。但这种电流控制电流源不限于上述方法。\n[0014] 所述的电压控制电流源电路可由LT3086及外围电路构成，如附图5所示，外围电路由芯片LT6650、电容Cs1、电容Cs2、电容Cs3、电容Cs4、电容Cs5和电阻Rs1、RMON构成，其中芯片LT6650、电容Cs2、Cs3构成的一个400mv微电压源。LT6650的IN引脚与正电源Vcc、电容Cs2的上端、电容Cs1的正极、LT3086的IN引脚及和 引脚相连；电容Cs2的下端、LT6650的GND引脚及电容Cs3的下端相连且均接地；LT6650的OUT引脚及FB引脚与电容Cs3的上端和LT3086的SET引脚相连接，电容Cs3的下端接地；LT3086的IN引脚和 引脚及电容Cs1的正极连接且共同与正电源Vcc相连接，电容Cs1的负极接地；LT3086的IMON引脚与ILIM引脚共同与电阻Rs1、RMON的上端相连，电阻Rs1的下端接电容Cs4的上端，电阻RMON的下端与电容Cs4的下端且接于地；LT3086的GND引脚接地；LT3086的TRACK引脚接实时控制电压ur；LT3086的OUT引脚接电容Cs5的正极，Cs5的负极接地，LT3086的OUT引脚输出驱动控制电流ion；该电压控制电流源即为TRACK引脚电压ur控制OUT引脚输出电流ion且二者关系曲线如附图6所示。\n[0015] 所述的调节器G可由一个正电压us减去控制器的电流环输出信号uca构成，如附图7所示。\n[0016] 以下结合附图2～附图8说明本发明的工作原理。\n[0017] 在一个高频直流变换器中，若输入输出电压保持恒定，变换器的工作占空比α与负载电流io的关系曲线如附图8所示，图中A点是变换器电感电流连续与断续的临界工作点，A点右边是电感电流连续工作区，A点左侧则为电感电流断续区。在连续区，占空比α随负载电流增大缓慢上升，上升斜率小；在断续区，占空比α随负载电流增大快速上升，上升斜率大。\n假设轻载条件下，变换器工作在B点附近，满载下则工作在C点附近，则有io(B)＜io(C)，(iref(B)＜iref(C))，即α(B)＜α(C)，根据附图3的关系，有uca(B)＜uca(C)，信号uca经调节器G调节得到调节电压ur(B)＞ur(C)，ur信号经电压控制电流源(附图5与附图6)调节得到ion(B)＞ion(C)，这意味着在B点功率管的驱动开通电流大于C点的驱动开通电流，驱动开通电流越大，功率开关管的开通速度越快，由此可得，在变换器工作在B点附近时功率管的开通速度大于工作在C点附近时功率管的开通速度。可见，驱动电流ion随负载电流io减小而增大，这样就实现了负载适应的功率开关管开通速度实时控制。在实际设计中，变换器在额定负载下功率开关管的开通速度与传统设计方法一致，就能够获得在小于额定负载下功率开关管有更高的开通速度，尤其是轻载下，开通速度更快，但是要确保轻载下开通速度快带来的电流尖峰不超过额定负载下的电流尖峰。随着开通速度的加快，开通损耗减小，从而提高了变换器的工作效率。\n[0018] 本发明的技术效果是：在高频直流变换器中，功率管的开通速度可以随负载电流的变化做实时控制，从而提高了小于额定负载下的功率管的开通速度，降低了功率管在小于额定负载条件下的开通损耗，提高了变换器的工作效率。同时，限制了加快开通速度导致的电流尖峰以确保功率管的安全工作。\n[0019] 本发明结构相对简单，易行可靠，可用于易受环境因素影响常处于小于额定负载下工作光伏发电，风能发电等新能源发电系统的直流变换器中，也可用于大功率中以IGBT，IGCT为功率开关管的直流变换器中，以提高变换器轻载下的效率。\n附图说明\n[0020] 附图1传统感性负载下电压源驱动电路。\n[0021] 附图2一种负载适应的电流尖峰限制型功率管开通控制电路。\n[0022] 附图3驱动信号源uPWM产生原理。\n[0023] 附图4电流控制电流源结构原理图。\n[0024] 附图5电压控制电流源。\n[0025] 附图6ur与ion关系曲线图。\n[0026] 附图7调节器G结构原理图。\n[0027] 附图8占空比与负载电流关系曲线图。\n[0028] 附图9具体实施电路图。\n具体实施方式\n[0029] 下面以一个具体实例对本发明做进一步的阐述，技术方案附图9所示，但不限于本发明的技术方案。\n[0030] 附图9为一种负载适应的尖峰电流限制型功率管开通速度控制的Boost高频直流变换器，其包含了四个部分：(1)Boost直流变换器；(2)平均电流控制电路；(3)开通速度控制电路；(4)驱动电路。\n[0031] 所述(1)Boost直流变换器是非隔离型高频直流变换器，其由输入电压源Uin，电感L，主功率开关管Q0，整流二极管D0，输出滤波电容Co、负载电阻RL、电流检测电阻Rs以及电压检测电阻R1和R2组成。\n[0032] 所述的输入电压源Uin的正极接电感L的左端，输入电压源Uin的负极接电流检测电阻RS的左端。电感L的右端与主功率开关管Q0的集电极和二极管D0的阳极相连接，Q0的基极接驱动电阻Rg的左端，Q0的发射极与电流检测电阻Rs的右端、输出滤波电容Co的负极、负载电阻RL的下端及电压检测电阻R2的下端相连。整流二极管D0的阴极接输出滤波电容Co的正极、负载电阻RL的上端以及电压检测电阻R1的上端，R1的下端接电压检测电阻R2的上端。另外，电压检测电阻R2的下端、负载电阻RL的下端、输出滤波电容Co的负极、受控功率管Q0的发射极及电流检测电阻Rs的右端相连并共同与地相连。\n[0033] 所述的Boost直流变换器额定输出功率为5KW，输入电压Uin为200V，功率管Q0采用的IGBT型号为IKW30N60T，整流二极管D0采用RHRG7580超快恢复二极管，电感L的大小为\n1.25mH，输出滤波电容Co为1000μF，电流检测电阻Rs为0.02Ω，电压检测电阻R1和R2分别为\n520kΩ和10kΩ。\n[0034] 所述(2)平均电流控制电路是对Boost直流变换器进行平均电流控制的控制器，由常见的平均电流控制芯片UC3854(IC1)及其外围电路构成。\n[0035] 所述的UC3854(IC1)及其外围电路接法如下所示：\n[0036] 1)UC3854的GND引脚接地。\n[0037] 2)UC3854的PKLMT引脚与电阻R4的右端、电容C1的左端、电阻R17的左端相连；电阻R4的左端接电阻R9的左端、电流检测电阻Rs的左端及输入电压源Uin的负极，电阻R9的右端接UC3854的MULTOUT引脚；电容C1的右端接地；电阻R17的右端与电阻R16的右端、电容C13的上端、UC3854的VREF引脚及UC3854的ENA引脚相连，电阻R16的左端与电阻R11的右端及UC3854的lAC引脚相连，电容C13的下端接地。\n[0038] 3)UC3854的CAOUT引脚接电容C2和电容C3的右端；电容C2的左端接电阻R3的下端、电阻R8的左端及UC3854的ISENSE引脚；电容C3的左端接电阻R8的右端。其中，电阻R8、R3、电容C2、C3构成电流环PI调节器。\n[0039] 4)UC3854的ISENSE引脚接电阻R3的下端、电容C2的左端及电阻R8的左端；电阻R3上端接电流检测电阻Rs的右端以及地；电容C2的右端接电容C3的右端和UC3854的CAOUT引脚；\n电阻R8的右端与电容C3的左端相连接。\n[0040] 5)UC3854的MULTOUT引脚接电阻R9的右端；电阻R9的左端与电流检测电阻Rs的左端、输入电压电源Uin的负极以及电阻R4的左端相连。电阻R4的右端接电容C1的左端、UC3854的PKLMT引脚及电阻R17的左端。电容C1的右端接地。\n[0041] 6)UC3854的IAC引脚接电阻R11的右端以及电阻R16的左端；电阻R11的左端接输入电压源Uin的正极和电阻R12的上端，电阻R12的下端接电容C11的上端及电阻R14的左端；电阻R16的右端接电阻R17的右端、电容C13的上端、UC3854的VREF引脚和ENA引脚；电容C13的下端接地。\n[0042] 7)UC3854的VAOUT引脚接电阻R13的右端与电容C10的右端；电阻R13的左端和电容C10的左端与电压检测电阻R2的上端、电压检测电阻R1的下端相连且其共同接点接于UC3854的VSENSE引脚。电压检测电阻R1、R2组成负反馈分压电路，电阻R2、R13及电容C10构成电压环PI调节器。\n[0043] 8)UC3854的VRMS引脚接电阻R14的右端、电阻R15的右端及电容C12的右端；电阻R14的左端与电阻R12的下端和电容C14的上端相连，电容C14的下端接于地；电阻R12的上端接输入电压源Uin的正极和电阻R11的左端；电阻R15的左端接地；电容C12的左端接地。\n[0044] 9)UC3854的VREF引脚与UC3854的ENA引脚、电阻R16的右端、电阻R17的右端、电容C13的上端相连；电阻R16的左端接电阻R11的右端和UC3854的IAC引脚；电阻R17的左端接UC3854的PKLMT引脚和电容C1的左端、电阻R4的右端。\n[0045] 10)UC3854的REST引脚接电阻R10的左端，电阻R10的右端与电容C4的右端、电容C5的右端和地相连接。其中，电阻R10和电容C4决定振荡器的振荡频率。\n[0046] 11)UC3854的SS引脚接电容C5的左端，电容C5的右端与电容C4的右端及电阻R10的右端相连并且接点接地。\n[0047] 12)UC3854的CT引脚接电容C4的左端，电容C4的右端接电阻R10的右端、电容C5的右端以及地。\n[0048] 13)UC3854的GTDRV引脚接电阻R7的左端，电阻R7的右端接驱动电路中开关管Q1管的栅极。\n[0049] 14)UC3854的VCC引脚接正电源+18V。\n[0050] 所述平均电流控制电路中各器件参数：电阻R3为4kΩ，电阻R4为1.6kΩ，电阻R7为\n10Ω，电阻R8为24kΩ，电阻R9为4kΩ，电阻R10为15kΩ，电阻R11为910kΩ，电阻R12为910kΩ，电阻R13为51kΩ，电阻R14为91kΩ，电阻R15为20kΩ，电阻R16为220kΩ，电阻R17为10kΩ，电容C1为0.1μF，电容C2为62pF，电容C3为620pF，电容C4为800pF，电容C5为0.01μF，电容C10为\n47nF，电容C11为0.1μF，电容C12为0.5μF，电容C13为470pF。\n[0051] 所述(3)开通速度控制电路由一个反相比例运算电路和一个电压控制电流源电路构成；所述的反相比例运算电路由电阻R20、电阻R21、电阻R23、电阻R24、运算放大器LM358、稳压二极管D3以及正电源+12V组成。所述的电压控制电流源由LT3086及外围电路构成。\n[0052] 所述的反相比例运算电路中，电阻R20的左端接所述(2)平均电流控制电路中UC3854的VREF引脚和电阻R16的右端、电阻R17的右端及电容C13的上端，电阻R20的右端接运算放大器LM358的同相输入端及稳压二极管D3的阴极，稳压二极管D3的阳极接地；电阻R21的左端接所述(2)平均电流控制电路中UC3854的CAOUT引脚及电容C2、C3的右端，电阻R21的右端接运算放大器LM358的反相输入端和电阻R22的左端，运算放大器LM358的同相输入端接电阻R20的右端和稳压二极管D3的阴极，反相输入端接电阻R21的右端和电阻R22的左端，输出端与电阻R22的右端、电阻R23的上端及芯片LT3086的TRACK引脚连接，电源端vcc接驱动正电源+\n12V，电源端vee接地；电阻R23的下端接电阻R24的上端，电阻R24的下端接地。\n[0053] 所述的电压控制电流源电路由LT3086及外围电路构成，外围电路包括由芯片LT6650、电容C7、电容C8构成的一个400mv微电压源电路和电容C6，电容C9，电容C14，电阻R18，电阻R19。LT6650(IC2)的IN引脚与正电源+12V、电容C7的上端、电容C6的正极、LT3086的IN引脚及和 引脚相连，电容C7的下端与LT6650的GND引脚及电容C8的下端相连且共同接地；LT6650的OUT引脚与FB引脚和电容C8的上端、LT3086的SET引脚相连接，电容C8的下端接地。LT3086(IC3)的IN引脚和 引脚及电容C6的正极相连且共同接正电源+12V，电容C6的负极接地；LT3086的SET引脚与LT6650的OUT引脚及FB引脚共接于电容C8的上端；LT3086的IMON引脚与ILIM引脚共同与电阻R18的上端、电阻R19的上端相连，电阻R18的下端接电容C9的上端，电阻R19的下端与电容C9的下端共同接于地；LT3086的GND引脚接地；LT3086的OUT引脚接电容C14的上端与驱动电路中二极管D1的阳极，C14的下端接地，二极管D1的阴极与开关管Q2的漏极、二极管D4的阳极、稳压二极管D2的阴极及驱动电阻Rg的右端相连。\n[0054] 所述的开通速度控制电路中各器件参数：电容C6为10μF，电容C7为1μF，电容C8为1μF，电容C9为10nF，电容C14为10μF(陶瓷电容)，电阻R18为1kΩ，电阻R19为357Ω，电阻R21为\n5.1kΩ，，电阻R22为5.1kΩ，电阻R23为100kΩ，，电阻R24为7.5kΩ，稳压二极管D3是5.1V的稳压管IN4733。\n[0055] 所述(4)驱动电路由正电源+12V，开关管Q1、开关管Q2，二极管D1、D4，稳压二极管D2，电阻R5、R6及驱动电阻Rg构成。所述正电源+12V接电阻R5的右端，R5的左端接开关管Q1的漏极及电阻R6的左端，开关管Q1的栅极接所述(2)平均电流控制电路中R7的右端以获得驱动信号uPWM，开关管Q1的源极接地；电阻R6的右端接开关管Q2的栅极，Q2的源极接地，开关管Q2的漏极与二极管D1的阴极、稳压二极管D2的阴极、二极管D4的阳极及驱动电阻Rg右端相连；二极管D1的阳极接所述(3)开通速度控制电路LT3086的OUT引脚，稳压二极管D2的阳极接地，二极管D4的阴极接正电源+12V，驱动电阻Rg的左端接被驱动的主功率管Q0。\n[0056] 所述的驱动电路中，开关管Q1、Q2采用的MOSFET型号为AO3404A，二极管D1、D4为IN4148，稳压二极管为IN4742，电阻R5为10KΩ，电阻R6为10Ω，电阻Rg为10Ω。\n[0057] 在本实施例中，采用一个常用的平均电流控制芯片UC3854控制器来控制广泛应用的Boost直流变换器。UC3854通过电阻R1，电阻R2反馈的输出电压信号与给定参考电压信号比较后经电压环PI调节器调节与补偿输出，该输出信号为电流环参考信号，而变换器的实际工作电流则由检测电阻Rs检测得到，电流环参考信号与检测反馈的电流信号比较经电流环PI调节器调节后从CAOUT引脚输出，其与CT引脚的锯齿波信号相比较产生PWM信号经GTDR脚输出。此处的CAOUT引脚信号对应发明内容中所述的调制信号uca，CT引脚信号对应发明内容中所述的载波信号up，GTDR引脚信号对应发明内容中所述的驱动信号uPWM。\n[0058] 在本实施例反相比例运算电路中，电阻R22与电阻R21阻值相等，稳压二极管D3的电压为5.1V，这样得到LM358的输出电压信号为10.2-uca，随着信号uca的变化，信号10.2-uca经电阻R23、R24可分压得到一个0～750mv信号ur，即本发明所述的控制信号，该信号经LT3086构成的电压控制电流源输出随ur变化的电流ion，而ion是驱动电路开通回路的电流，ion越大，被驱动的功率管Q0的开通速度越快，反之，Q0的开通速度越慢。这就表明功率开关管Q0的开通速度能受uca实时调节，而uca又受负载调节，所以功率管Q0的开通速度随负载的变化而实时调整，即负载越小，驱动电流ion越大，在调整的过程中确保功率管流过的电流尖峰小于额定负载时的最大尖峰值以确保功率管的安全工作。\n[0059] 综上所述，本发明为一种负载适应的电流尖峰限制型功率管开通方法，该方法能够根据负载的大小来调整功率管的开通速度，使得功率管在小于满载下，尤其是轻载条件下得到更快的开通速度，从而提高变换器轻载条件下的工作效率。