移动通信系统中多普勒频移的补偿

1.用于补偿移动通信系统的移动站和基站之间发射的信号中的多 普勒频移的方法，所述信号包括传输突发序列，该方法包括：
为每个传输突发，确定接收信号的信道的信道脉冲响应；
使用信道脉冲响应估计传输突发的选定的部分的数据比特，所述 选定的部分处于所述传输突发中接近零相差点的位置；
使用信道脉冲响应和估计的数据比特产生参考矢量；
使用传输突发的选定的部分和参考矢量以每比特周期相位偏移的 形式来确定多普勒特性；以及
使用为所述选定的部分确定的多普勒特性来提供传输突发的多普 勒频移补偿。
2.根据权利要求1的方法，其特征在于用于TDMA移动通信系统。
3.根据权利要求1的方法，其特征在于，每个比特的多普勒频移 补偿φk如下计算，其中k是比特指数，h_time是零相差点，ph_diff 是每比特周期的相差，
    ph_diff·(k-h_time)
4.根据权利要求2或3的方法，其特征在于，信道脉冲响应从所 述传输突发的训练序列中确定。
5.根据权利要求1的方法，其特征在于，数据比特通过如下步骤 估计：
使用信道脉冲响应从接收的信号中去掉传输信道对信号的影响；
对所得的信号解调；并且
对对应传输突发的选定部分的解调信号解码，以便估计数据比 特。
6.根据权利要求5的方法，其特征在于解码步骤由Viterbi方法 完成。
7.根据权利要求1的方法，其特征在于，使用多普勒特性的步骤 包括：基于多普勒特性和引入的抽样在接收信号中的位置，针对多个 被索引的接收信号抽样中的每一个来确定该抽样的多普勒相位偏移。
8.根据权利要求7的方法，其特征在于其中的抽样按接收信号比 特率进行索引。
9.一种补偿移动通信系统中在移动站和基站之间发射的信号的多 普勒频移的系统，所述信号包括传输突发序列，该系统包括：
信道脉冲响应确定电路，用于针对每个传输突发确定接收信号的 信道的信道脉冲响应；
估计电路，连接成可接收信道脉冲响应上的接收信号，并使用信 道脉冲响应估计传输突发的选定的部分的数据比特，所述选定的部分 处于所述传输突发中接近零相差点的位置；
参考发生器，用于使用信道脉冲响应和估计的数据比特产生参考 矢量；
使用传输突发的选定的部分和参考矢量，以每比特周期相位偏移 的形式来确定多普勒特性的电路；以及
多普勒频移补偿电路，用于使用多普勒特性提供传输突发的多普 勒频移补偿。
10.根据权利要求9的系统，其特征在于，估计电路包括：
滤波和均衡电路，用于通过使用信道脉冲响应从接收信号中去掉 传输信道对信号的影响；
解调电路，用于对所得的信号解调；以及
解码电路，用于对对应传输突发的选定部分的解调信号解码，以 便估计数据比特。
11.根据权利要求10的系统，其特征在于解码电路是Viterbi解 码器。

                   技术领域\n本发明涉及移动通信站中多普勒频移的补偿。\n                   背景技术\n在移动通信系统中，从相对于基站移动的移动站发射的信号受到 熟知的多普勒频移的影响，使得基站接收的频率相对于移动站发射的 频率有频移。这种频率偏移在这里称为多普勒频移。多普勒频移与移 动站相对基站移动的速度和方向有关。因此，多普勒频移可提供频率 的增加或减少，依据移动站相对基站移动的方向而定。多普勒频移的 幅度取决于移动站相对基站移动的速度。\n现有的移动通信装置提供一种形式的多普勒补偿，即在特定信道 上选择特定信号的基站内的频率检测电路，可以考虑信号中一定量的 多普勒频移。\nAU 66426涉及到当移动站接近并移过基站时补偿基站和移动站之 间无线信号传播中多普勒频移的方法和电路装置。当移动站接近基站 时，传播时延减少，传播时延在时间间隔内的积分确定传播时延如何 随时间变化。这种信息用于在一个特定时间实现无线信号频率的改 变，以便补偿移动站经过基站时突然的多普勒频移。在TDMA系统中， 询问出现在等于整数个时间帧的间隔上。在GSM标准中，时间帧包括 八个连续的时隙，在任何一个时间帧中特定移动站和基站之间将通过 单个传输突发。\n因此，在这种多普勒补偿方法中，是通过响应过去和将输入的信 号来改善未来时刻的接收从而进行判决，即，它是一个反应性系统。 希望实现一种可以主动地实时补偿输入信号多普勒频移的系统。\n                      发明内容\n根据发明的一个方面，提供了一种补偿移动通信系统的移动站和 基站之间发射的信号中的多普勒频移的方法，所述信号包括传输突发 序列，该方法包括：\n为每个传输突发，确定接收信号的信道的信道脉冲响应；\n使用信道脉冲响应估计传输突发的选定的数据比特，所述选定的 部分处于所述传输突发中接近零相差点的位置；\n使用信道脉冲响应和估计的数据比特产生参考矢量；\n使用传输突发的选定的部分和参考矢量以每比特周期相位偏移的 形式来确定多普勒特性；以及\n使用为所述选定的部分确定的多普勒特性来提供传输突发的多普 勒频移补偿。\n根据发明的另一个方面，提供了一种补偿移动通信系统中在移动 站和基站之间发射的信号的多普勒频移的系统，所述信号包括传输突 发序列，该系统包括：\n信道脉冲响应确定电路，用于针对每个传输突发确定接收信号的 信道的信道脉冲响应；\n估计电路，连接成可接收信道脉冲响应上的接收信号，并使用信 道脉冲响应估计传输突发的选定的部分的数据比特，所述选定的部分 处于所述传输突发中接近零相差点的位置；\n参考发生器，用于使用信道脉冲响应和估计的数据比特来产生参 考矢量；\n使用传输突发的选定的部分和参考矢量，以每个比特周期相位偏 移的形式来确定多普勒特性的电路；以及\n多普勒频移补偿电路，用于使用多普勒特性提供突发传输的多普 勒频移补偿。\n本发明具体地用于TDMA移动通信系统，其中的信号包括传输突 发。所选部分处于接近零相差点的传输突发中，从而使得多普勒特性 的影响非常小，不会破坏所发射的比特。\n根据GSM标准，TDMA传输突发包括训练序列，它通常用于确定接 收信号信道的信道脉冲响应。这是通过将接收序列与训练序列的存储 版本进行卷积来完成的。\n在现有系统中，信道脉冲响应用于从接收信号中去掉传输信道对 信号的影响，特别是多径和衰落的影响。\n根据GSM标准，“整理过的”以及经过滤波的信号被解调，以便 去掉借以发射信号中数据的IQ调制。然后，解调的信号可以被解码以 产生硬比特。这可以通过Viterbi技术来完成。\n多普勒频移是从接收信号抽样中估计的。因此，多普勒频移估计 依赖于信道质量，而且当信道质量很差时一般会变差，当信道质量改 善时又会变好。当没有多普勒频移而且信道条件接近接收机灵敏度 时，多普勒补偿算法的应用会降低接收机性能。\n另一方面，如果在接近接收机灵敏度的很差信道条件下存在多普 勒频移，如果实施多普勒补偿算法，接收机不能满足参考灵敏度限制。\n根据本发明的一个实施例，一种用于在移动通信系统中补偿在移 动站和基站之间发射的信号中的多普勒频移的方法，包括：\n检测接收信号质量；并且\n根据检测的信号质量实现多普勒频移补偿。\n因此在这个实施例中，多普勒频移补偿只用于或主要用于足够好 的信道条件。这样就提供了接收机性能的改善。提供该技术，保证多 普勒补偿不会降低接收机的灵敏度。\n检测信号质量的步骤可以包括估计信号的噪声能量成分。这本身 可以用于产生多普勒纠正修改因子，以用于根据检测的信号质量来控 制多普勒频移补偿，或者产生接收信号的一个信噪比，后者再用于产 生多普勒纠正修改因子。\n多普勒补偿可以根据任何恰当的用户定义的信号质量函数来实 现。例如，可以是线性函数或阶跃函数。\n在所描述的实施例中，首先用于GSM系统的自适应多普勒纠正方 法可以估计信道质量并使用所得到的修改因子来标定参考信号和实际 接收信号之间的计算的相位差。\n                 附图说明\n为了更好地理解本发明并表示如何实现本发明，现通过举例的方 式参考所附的图进行描述，其中：\n图1是移动通信系统中信号突发图；\n图2是实现修改的多普勒频移补偿的电路框图；以及\n图2a是修改的多普勒纠正修改因子发生器电路的框图。\n                 具体实施方式\n图1说明根据GSM标准的移动通信系统中的普通突发。这个图代 表基站接收的突发。对于根据GSM标准的TDMA系统，移动站发射作为 基站控制器分配的频道上的调制信号的突发。一个频道可以支持多达 八个突发，每个突发与各个呼叫相关联，每个呼叫分配一个发送突发 的时隙。根据GSM标准的TDMA系统的细节这里就不描述了，因为它们 是本领域技术人员所已知的。\n通常的突发包括两个58比特(DATA，即数据)的分组，围绕着26 比特的训练序列(TRS)。三个拖尾比特(TS)添加到普通突发的每一 端。训练序列(TRS)是移动站(MS)所发送的预定比特序列而且是基 站控制器(BSC)已知的。基站控制器利用它估计突发所发送的信道的 脉冲响应。发射的实际信息处于突发中的数据比特(DATA)。\n正如前面所解释的，信号从移动站传递到基站所经过的环境可能 会变化很厉害，除了其它原因之外，该变化依赖于移动站和基站之间 的距离以及区域中的建筑物和其它结构所引起的干扰。因此，基站接 收信号的信号强度和信号质量变化很大。此外，对于移动着的移动 站，基站接收的信号受到应该被纠正的多普勒频移的影响。\n这里描述的电路提供了多普勒频移纠正。结合图2描述的特定电 路，只在信道条件足够好、可以在基站给出足够的接收信号质量的情 况下提供了纠正。因此，根据信号质量产生的修改因子Sc可用于控 制多普勒频移纠正以便多普勒频移纠正只在足够好的信道条件中提 供。应该理解尽管使用修改因子Sc是有好处的，但是它本身不是实 现多普勒纠正的实质。\n图2说明适于在GSM系统中实现多普勒补偿的电路1。应该理解 的是图2中的各种模块，尽管作为单独的互连实体来说明，但是并不 代表单独的物理实体，而是要示意性地代表所实现的各个步骤。模块 可以作为电路来实现，或者合适的可编程微处理器可以实现单独指定 给模块的每个功能。\n天线20从移动站接收信号11。天线20通过互连装置21连接到 RF电路22。这个电路22根据接收的突发而工作，将频率下移到基带 频率并对突发抽样以便从模拟信号中提供数字抽样值。RF电路22的 输出是抽样的突发r(数字形式)，以发射信号所预期的比特率抽样。 图1说明了这种突发。电路22的输出沿着线路24提供给信道脉冲响 应(C.I.R.)模块10，到方差计算器16以便估计通信信道的质量(如 后面所描述的)，到滤波和均衡电路12，到相差计算器36并且到变 换电路40以便进行估计和对突发r的多普勒频移纠正的应用。\n图2的上面部分说明了实现系统自适应部分所需的电路，以便产 生多普勒纠正修改因子Sc。存储器32存储训练序列TRSref，这是移 动站MS作为训练序列发送并在基站作为TRS_received(TRS接收的) 的预定比特序列。参考训练序列TRSref提供给参考发生器14和信道 脉冲响应(C.I.R)模块10。参考发生器14也从信道脉冲响应模块 10接收估计的信道脉冲响应h。\nC.I.R模块10接收突发r，包括接收的训练序列TRS_received， 并通过在接收训练序列TRS_received和已知训练序列TRSref之间计 算互相关来计算估计的信道脉冲响应h。因此，\nh＝xcorr(TRS_received，TRSref)    (公式1)\n应该理解，在实现互相关之前，以数字形式存储的已知训练序列 TRSref是i，q调制的，类似于根据GSM标准在MS中为发送而调制训 练序列的方式。互相关用已知方式完成，产生五个抽头值形式的信道 脉冲响应(h(i)i＝0到4)。\n正如所知道的，估计的脉冲响应h用于计算接收突发中期望的数 据估计，好象数据受到了同样的平均噪声一样。\nC.I.R模块也产生定时超前信息τ，它用于确定接收突发r处于所 分配时隙中的何处。\n对于每个突发，对于该突发估计的信道脉冲响应h由CIR模块10 计算，并提供给滤波/均衡电路，以便恢复该突发中的数据，DATA(r)。 正如所知，滤波/均衡电路12接收所收突发的信道脉冲响应h以及定 时信息τ，以便对该信号解调、滤波和解码，用已知的方式恢复数据。\n参考发生器14产生参考矢量，reffi，它使用脉冲响应和已知的 训练序列的卷积来计算。因此，参考发生器14执行如下计算：\nreffi＝h*TRSref                (公式2)\n更具体地，(这里reffik代表信号reffi的第k个抽样) ${\mathrm{reffi}}_k=\underset{i=0}{\overset{N-1}{\Sigma }}{h}_i·(1-2{·\mathrm{TRS}}_{k-i})$ (公式3)\n其中N代表估计脉冲响应的抽头值个数(在所描述的实施例中N ＝5)，k从N-1变化到25。\n矢量reffi从参考发生器提供给方差计算器16。如上所述，方差 计算器也接收突发r，包括接收的训练序列。方差计算器根据如下公 式计算方差(σ2)： $\mathrm{var}=\frac{\left(\underset{k=4}{\overset{25}{\Sigma }}\right|r_k-{\mathrm{reffi}}_k|^2)}{\mathrm{reffi}\_\mathrm{length}}$ (公式4)\nreffi_length项是代表参考信号reffi长度的常数。通过将抽 样数(22)乘以比特分隔来计算。\n在公式4中，rk值是突发r的接收训练序列抽样值。\n应该理解，每个实际的接收抽样rk将具有一个与从信道脉冲响应 得到并在参考抽样reffik中反映出来的平均估计噪声电平不同的噪 声电平。因此，方差给出实际接收的噪声能量电平的指示，以及信号 质量指示。\n方差计算器16的输出σ2提供给多普勒纠正修改因子电路18。多 普勒纠正修改因子电路18使用计算的方差σ2，从而可以由用户确定 的函数产生修改因子Sc。在图2所示的实施例中，多普勒纠正修改因 子电路产生作为方差σ2的函数的修改Sc，例如线性函数或诸如阶跃 函数的非线性函数。\n在发明的另一个实施例中，根据信道信噪比(SNR)计算Sc值。 图2a说明实现这种实施例的多普勒纠正修改电路18’的电路。SNR计 算器42从方差计算器16接收所计算的方差σ2和能量值E。信号能量 E可以根据下式从所计算的信号reffi中确定： $E=\underset{k=4}{\overset{25}{\Sigma }}\frac{{\left|{\mathrm{reffi}}_k\right|}^2}{\mathrm{reffi}\_\mathrm{length}}$ (公式4a) 或者抽头值可以用于根据下式得到信道的信号能量E： $E=\underset{i=0}{\overset{4}{\Sigma }}{\left(h\left(i\right)\right)}^2$ SNR值由SNR计算器42根据下式计算： $\mathrm{SNR}=\frac{E}{{\sigma }^2}$ (公式4b)\n上面参考的技术在我们较早的专利No.PCT/FI96/00461中描 述，其内容在这里供参照。\n然后将SNR值提供给改进的修改因子发生电路44。这个电路44 计算作为SNR值函数的修改因子Sc的值，例如线性函数或诸如阶跃 函数的非线性函数。\n图2中下面部分电路以框图形式说明了实现多普勒频移纠正的系 统。但是，很显然上述的多普勒纠正自适应部分可以与多普勒纠正的 其它实现一起使用。\n上述电路的自适应部分的主要功能是基于信道条件提供多普勒 纠正修改因子Sc，以便将多普勒纠正只用于或主要用于足够好的信道 条件下。这在任何类型的多普勒纠正中都是有用的。下面描述特定的 多普勒纠正电路。\n均衡电路30(例如Viterbi均衡器)从滤波及均衡电路12接收 滤波的、解调的和均衡的信号DATA(r)。均衡电路30在突发的数据序 列DATA部分(该部分已经从图1中的估计块中得到)上操作，估计 并输出从移动站MS发出的比特。这个输出在这里称为estim_bits， 而且它们从k＝j变化到k＝j+n。均衡电路30用于进行比特判决，同已 知的移动通信系统中一样，因此这里就不再描述。\n估计比特判决estim_bits提供给参考电路34。参考电路34通 过使用估计比特判决和估计脉冲响应h的卷积产生参考矢量ref，根 据下式：\n        ref＝estim_bits*h              (公式5)\n因此，参考矢量ref包括一组抽样refk(k＝j→j+n)，每个具有实 部和虚部值。参考矢量ref提供给相差计算器36。如前面所述，相差 计算器36也接收接收的突发r。正如本领域已知的，接收突发包括各 具有实部和虚部值的抽样rk。\n相差计算器使用t_diff值，它代表零相差点h_time和估计块中 间之间的时间，如图1所示。零相差点h_time是计算的脉冲响应为 真的训练序列内的零相差点。实际上，它一般在训练序列的中间。 t_diff和h_time值可以在系统设计阶段确定，并在此后恒定。当然， 如果在系统使用过程中有必要，它们也可以重新编程。\n此外，确定估计块estim_block的开始位置(j)以及它的长度(n) 并编程到均衡电路30中。选择估计块，使得多普勒偏差尚未破坏接 收比特。\n由多普勒效应(多普勒特性)产生的每个比特周期的相位改变 (ph_diff)，通过相差计算器36根据下式之一从参考信号ref和实 际接收信号r中计算： $\mathrm{ph}\_\mathrm{diff}=\frac{1}{t\_\mathrm{diff}}{\tan }^{-1}\left\{\frac{{\Sigma }_k\mathrm{imag}(r_k·\mathrm{ref}{*}_k)}{{\Sigma }_k\mathrm{real}(r_k·\mathrm{ref}{*}_k)}\right\}$ (公式6) $\mathrm{ph}\_\mathrm{diff}=\frac{1}{t\_\mathrm{diff}}\underset{k}{\Sigma }·{\tan }^{-1}\left\{\frac{\mathrm{imag}(r_k·\mathrm{ref}{*}_k)}{\mathrm{real}(r_k·\mathrm{ref}{*}_k)}\right\}/\mathrm{length}\left(k\right)$ (公式7)\n这里k从j变化到j+n，而且length(k)代表求和中不同k值的 数目，即n。\n然后使用多普勒纠正电路38纠正从接收抽样中估计的多普勒频 移。多普勒纠正电路38接收零相差点h_time和多普勒纠正修改因子 Sc。此外，它接收相差计算器36计算的相差。已知h_time点具有零 相位偏移，实际的多普勒相位偏移φ可以针对每个比特按下式计算：\n  φk＝Sc·ph_diff·(k-h_time)          (公式8)\n这里k是接收抽样r的比特索引。当索引k＜h_time时，相位偏 移具有与k＞h_time时相反的符号。显然，如果多普勒纠正电路不依 赖于产生Sc的自适应电路而操作，在公式8中Sc将默认为1。\n然后使用变换电路40实现接收突发r上的多普勒频移纠正，以 产生纠正的信号。变换电路接收估计的多普勒频移矢量φ(包括φk 值)和接收突发r的抽样值。它执行CORDIC操作以便根据下式纠正 每个抽样的多普勒频移： $\left[\begin{array}{c}N\_\mathrm{real}\_\mathrm{sample}\left(k\right)\\ N\_\mathrm{imag}\_\mathrm{sample}\left(k\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos {\phi }_k& \sin {\phi }_k\\ \sin {\phi }_k& \cos {\phi }_k\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{real}\left(r_k\right)\\ \mathrm{imag}\left(r_k\right)\end{array}\right]$ (公式9)\n从变换电路40输出的多普勒频移纠正因子DCV提供给滤波/均衡 电路12，以便使用多普勒纠正的信号从该信号中恢复数据。\n作为上述多普勒纠正技术的一部分，已经进行了估计块比特判 决。这些构成了数据部分。因此，不必再估计同样的比特，尽管可以 这样做。相反，均衡电路30可以在估计块末尾停止，并保留现有状 态。然后，对剩余比特执行多普勒纠正，然后在多普勒纠正比特上执 行Viterbi均衡直到时隙末尾。在第二部分，多普勒纠正可以对时隙 的第一部分进行，然后对时隙第一部分的数据58执行Viterbi估计。 这种方法减少了接收机中所需的计算。\n可以在相差值ph_diff上施加限制，使得如果相差低于某个门限 就不执行纠正。\n多普勒纠正可以使用的典型环境是快速列车或汽车道。在该情况 下，从基站到移动站可能是视线路径，从而使得如果移动站速度相同 的话，多普勒纠正在不同时隙间是个恒定值。在此情况下，可以从几 个不同时隙计算平均相差值，并使用这个平均值作为纠正值。\n在具有多个不同分支的分集接收机情况下，可以使用相同估计作 为接收抽样对所有分支计算相差，每个分支具有自己的脉冲响应。