一种纹波电流产生方法与电路

1.一种纹波电流产生方法，包括直流电源，第一电感、第二电感、第一二极管、第二二极管、两只场效应管，一脉宽调制控制电路，以及连接被测电容两只引脚的输出端子，包括正端子与负端子，所述的第二电感存在一个带有气隙的磁芯，所述的直流电源的输出有正极和负极，按下述方法连接成纹波电流产生电路：
所述的被测电容的输出端子和所述的第一电感串联后与所述的直流电源并联；
所述的两只场效应管，其中一只作为上管，另一只作为下管，所述的上管的漏极连接所述的正端子，所述的上管的源极连接所述的第二电感的一端，连接点同时连接所述的第二二极管的阴极；所述的第二电感的另一端，连接所述的下管的漏极，连接点同时连接所述的第一二极管的阳极；所述的下管的源极连接所述的负端子；
所述的第一二极管的阴极连接所述的正端子，所述的第二二极管的阳极连接所述的负端子；
所述的脉宽调制控制电路内部包括隔离驱动，同时驱动所述的两只场效应管，所述的两只场效应管同步地工作，工作在开关状态，所述的脉宽调制控制电路的最大占空比小于
0.5；
且连接要保证以下工作过程：所述的场效应管导通时，所述的被测电容的端电压，通过所述的被测电容的输出端子和已完全导通的所述的两只场效应管对所述的第二电感激磁，在所述的两只场效应管导通过程中，所述的第一、第二二极管不导通；
继而所述的两只场效应管同步截止时，所述的第二电感的续流电流通过所述的第一、第二二极管、所述的被测电容的输出端子向所述的被测电容充电,所述的第一、第二二极管处于导通状态；
调节所述的脉宽调制控制电路的输出占空比，使得所述的被测电容中获得不同的高频纹波电流。
2.一种纹波电流产生方法，包括直流电源，一电容，第一电感、第二电感、第一二极管、第二二极管、两只场效应管，一脉宽调制控制电路，以及连接被测电容两只引脚的输出端子，包括正端子与负端子，所述的第二电感存在一个带有气隙的磁芯，所述的直流电源的输出有正极和负极，按下述方法连接成纹波电流产生电路：
所述的直流电源和所述的电容并联，所述的被测电容的输出端子和所述的第一电感串联后与所述的电容并联；
所述的两只场效应管，其中一只作为上管，另一只作为下管，所述的上管的漏极连接所述的正端子，所述的上管的源极连接所述的第二电感的一端，连接点同时连接所述的第二二极管的阴极；所述的第二电感的另一端，连接所述的下管的漏极，连接点同时连接所述的第一二极管的阳极；所述的下管的源极连接所述的负端子；
所述的第一二极管的阴极连接所述的正极，所述的第二二极管的阳极连接所述的负极；
所述的脉宽调制控制电路内部包括隔离驱动，同时驱动所述的两只场效应管，所述的两只场效应管同步地工作，工作在开关状态，所述的脉宽调制控制电路的最大占空比小于
0.5；
且连接要保证以下工作过程：所述的场效应管导通时，所述的被测电容的端电压，通过所述的被测电容的输出端子和已完全导通的所述的两只场效应管对所述的第二电感激磁，在所述的两只场效应管导通过程中，所述的第一、第二二极管不导通；
继而所述的两只场效应管同步截止时，所述的第二电感的续流电流通过所述的第一、第二二极管、所述的被测电容的输出端子向所述的被测电容充电,所述的第一、第二二极管处于导通状态；
调节所述的脉宽调制控制电路的输出占空比，使得所述的被测电容中获得不同的高频纹波电流。
3.根据权利要求1或2所述的方法，所述的直流电源的输出电压可调。
4.根据权利要求1或2所述的方法，所述的第二电感有一个以上的抽头。
5.根据权利要求1或2所述的方法，所述的磁芯气隙的距离可调。
6.根据权利要求1或2所述的方法，所述的场效应管为N沟道型MOS管。
7.一种纹波电流产生电路，包括直流电源，第一电感、第二电感、第一二极管、第二二极管、两只场效应管，一脉宽调制控制电路，以及连接被测电容两只引脚的输出端子，包括正端子与负端子，所述的第二电感存在一个带有气隙的磁芯，所述的直流电源的输出有正极和负极，连接关系为：
所述的被测电容的输出端子的正端子和所述的第一电感的一端相连接，所述的被测电容的输出端子的负端子连接所述的直流电源的负极，所述的第一电感的另一端连接所述的直流电源的正极；
所述的两只场效应管，其中一只作为上管，另一只作为下管，所述的上管的漏极连接所述的正端子，所述的上管的源极连接所述的第二电感的一端，连接点同时连接所述的第二二极管的阴极；所述的第二电感的另一端，连接所述的下管的漏极，连接点同时连接所述的第一二极管的阳极；所述的下管的源极连接所述的负端子；
所述的第一二极管的阴极连接所述的正端子，所述的第二二极管的阳极连接所述的负端子；
所述的脉宽调制控制电路的输出端一连接所述的上管的栅极，所述的脉宽调制控制电路的输出端一的浮地连接所述的上管的源极；所述的脉宽调制控制电路的输出端二连接所述的下管的栅极，所述的脉宽调制控制电路的地连接所述的被测电容的输出端子的负端子。
8.一种纹波电流产生电路，包括直流电源，一电容，第一电感、第二电感、第一二极管、第二二极管、两只场效应管，一脉宽调制控制电路，以及连接被测电容两只引脚的输出端子，包括正端子与负端子，所述的第二电感存在一个带有气隙的磁芯，所述的直流电源的输出有正极和负极，连接关系为：
所述的被测电容的输出端子的正端子和所述的第一电感的一端相连接，所述的被测电容的输出端子的负端子连接所述的直流电源的负极，所述的第一电感的另一端连接所述的直流电源的正极，所述的直流电源和所述的电容并联；
所述的两只场效应管，其中一只作为上管，另一只作为下管，所述的上管的漏极连接所述的正端子，所述的上管的源极连接所述的第二电感的一端，连接点同时连接所述的第二二极管的阴极；所述的第二电感的另一端，连接所述的下管的漏极，连接点同时连接所述的第一二极管的阳极；所述的下管的源极连接所述的负端子；
所述的第一二极管的阴极连接所述的正极，所述的第二二极管的阳极连接所述的负极；
所述的脉宽调制控制电路的输出端一连接所述的上管的栅极，所述的脉宽调制控制电路的输出端一的浮地连接所述的上管的源极；所述的脉宽调制控制电路的输出端二连接所述的下管的栅极，所述的脉宽调制控制电路的地连接所述的被测电容的输出端子的负端子。

一种纹波电流产生方法与电路\n技术领域\n[0001] 本发明涉及高频纹波电流的产生，特别涉及用于测试电解电容的高频纹波电流的产生。\n背景技术\n[0002] 目前，开关电源应用很多，对于输入功率在75W以下，对功率因素(PF，Power Factor，也称功率因数)不作要求的场合，反激式(Fly-back)开关电源具有迷人的优势：电路拓扑简单，输入电压范围宽。反激式开关电源由于元件少，电路的可靠性相对就高，所以应用很广，为了方便，很多文献简称为反激开关电源。常见的拓扑如图1所示，该图原型来自张兴柱博士所著的书号为ISBN978-7-5083-9015-4的《开关电源功率变换器拓扑与设计》第\n60页，该书在本文中简称为：参考文献一。由整流桥101、滤波电路200、以及基本反激拓扑单元电路300组成，实用的电路在整流桥前还加有EMI(Electromagnetic Interference)等保护电路，以确保反激开关电源的电磁兼容性达到使用要求。\n[0003] 滤波电路200一般由电解电容CL构成，随着工业领域中智能化系统的推广，小功率反激式开关电源向各个领域渗透，而其不足之处也随之体现出来，因为使用了电解电容CL，而该电解电容的特性也因此限制了图1反激式开关电源的用途，众所周知，电容CL经常为\n400V耐压的电解电容，而耐压大于250V的电解电容，其低温一般只能工作到-25℃。即在-40℃的环境下，如东北三省、新彊、以及高纬度的国家与地区，小功率反激式开关电源的使用变得棘手，当然，可以使用如CBB这种CBB薄膜电容来滤波，但体积过大，且成本过高。\n[0004] 设计一个开关电源时，经常面临该电解电容的寿命问题，而它的寿命一般由耐压、等效串联电阻(ESR，是Equivalent Series Resistance的缩写)、纹波电流(Ripple current)、损耗角(tgδ)等因素所决定，特别是最大纹波电流，又称为最大允许纹波电流，即额定纹波电流(IRAC)，其定义为：在最高工作温度条件下电容器最大所能承受的交流纹波电流有效值。并且指定的纹波电流为标准频率(一般为100Hz-120Hz)的正弦波绝对值。\n[0005] 电解电容在使用时，出现特殊的纹波电流，充电时，为交流电达到接近电压峰值时产生的充电电流，这在授权公告号CN102594175B的说明书0008段中有充分的说明；充电的电流频率为交流电的频率的两倍，为低频脉动直流电；而在放电时，是高频纹波电流，基本上为反激式开关电源的功率级的激磁电流，若是电流断续模式，波形为三角波。上述的《开关电源功率变换器拓扑与设计》第162页的图10-9(b)有展现，由于为公知技术，这里不再用图形展示。\n[0006] 即，电解电容在反激式开关电源中作为输入整流滤波电容使用时，其纹波电流是：\n充电为低频脉动直流电流，放电为高频纹波电流放电。\n[0007] 由于目前没有有效的测试方法、仪器来管控或验证电解电容额定纹波电流，所以很多反激式开关电源达不到使用寿命，比如，标称为450BXC47MEFC18×25的进口电解电容，标称耐压450V，纹波电流为1200mA，105℃寿命为12000小时的电解电容，应用于15W输出的反激式开关电源上，效率为85％，工作电压220VAC，实测纹波电流为59mA，在高温85℃环境下，结果仅工作93天，即2230小时，该电解电容就已经失效。更换该电解电容及相关损坏器件后，开关电源仍可正常工作。\n[0008] 即使在其它的应用场合，如带有PFC功能的大功率开关电源，先由BOOST电路升至\n380V，对电解电容充电，得到较为平滑的直流电，再对双管正激或LLC变换器供电，同样，对该电解电容的纹波电流的管控、了解，有助于掌握产品的预期设计寿命。\n[0009] 由于目前没有有效的测试方法、仪器来管控电解电容额定纹波电流，大部分设计人员都是把电解电容装入开关电源的工作位置，实际测试其寿命，每测一只电解电容，就要浪费一只开关电源，当电容寿命接近终了时，容易损坏开关电源，进一步引起成本上升。如上述的450BXC47MEFC18×25，一般用于15W输出的反激式开关电源上。但在测试或老化时，比如在311V的直流下，纹波电流达额定纹波电流1200mA，那么开关电源的消耗功率就要达到311V×1.2A＝373.2W，这样的电源本身成本不低，若输出是48V，效率为90％，目前业界的做法是，把这48V，再逆变为220VAC返回市电，但效率为90％左右，综合效率在81％左右，接线复杂，使用极不方便。为了缩短试验时间，一般都是放到恒温箱内高温条件下测试，这种把电解电容装入开关电源的方法，占用空间大，接线也很复杂，且出现失效时，由于开关电源也在高温环境下，无法区分是谁导致了失效。而且，更改一种型号的电解电容，就要重新寻找对应的开关电源来对应，使用极不方便。\n[0010] 现有方法有很多不足之处：成本高、耗能很大、接线复杂、体积大、使用极不方便。\n发明内容\n[0011] 有鉴于此，本发明要解决现有的纹波电流产生方法与电路的不足，提供一种纹波电流产生方法与电路，低成本、低能耗地提供高频纹波电流，具有接线简单、使用方便的特点。\n[0012] 本发明提供的一种纹波电流产生方法，包括直流电源，第一电感、第二电感、第一二极管、第二二极管、两只场效应管，一脉宽调制控制电路，以及连接被测电容两只引脚的输出端子，包括正端子与负端子，所述第二电感存在一个带有气隙的磁芯，所述的直流电源的输出有正极和负极，按下述方法连接成纹波电流产生电路：\n[0013] 被测电容的输出端子和第一电感串联后与直流电源并联；\n[0014] 两只场效应管，其中一只作为上管，另一只作为下管，上管的漏极连接正端子，上管的源极连接第二电感的一端，连接点同时连接第二二极管的阴极；第二电感的另一端，连接下管的漏极，连接点同时连接第一二极管的阳极；下管的源极连接负端子；\n[0015] 第一二极管的阴极连接正端子，第二二极管的阳极连接负端子；\n[0016] 脉宽调制控制电路内部包括隔离驱动，同时驱动两只场效应管，两只场效应管同步地工作，工作在开关状态，脉宽调制控制电路的最大占空比小于0.5；\n[0017] 且连接要保证以下工作过程：场效应管导通时，被测电容的端电压，通过被测电容的输出端子和已完全导通的两只场效应管对第二电感激磁，在两只场效应管导通过程中，第一、第二二极管不导通；\n[0018] 继而两只场效应管同步截止时，第二电感的续流电流通过第一、第二二极管、被测电容的输出端子向被测电容充电,第一、第二二极管处于导通状态；\n[0019] 调节脉宽调制控制电路的输出占空比，使得被测电容中获得不同的高频纹波电流。\n[0020] 上述的方法，称为方法一，可以让被测电容的充电与放电，都获得高频纹波电流，若让被测电容获得低频充电电流，高频的放电纹波电流，那么，本发明提供了方法二：\n[0021] 本发明提供的另外一种纹波电流产生方法，包括直流电源，一电容，第一电感、第二电感、第一二极管、第二二极管、两只场效应管，一脉宽调制控制电路，以及连接被测电容两只引脚的输出端子，包括正端子与负端子，所述第二电感存在一个带有气隙的磁芯，所述的直流电源的输出有正极和负极，按下述方法连接成纹波电流产生电路：\n[0022] 所述的直流电源和电容并联，被测电容的输出端子和第一电感串联后与电容并联；\n[0023] 两只场效应管，其中一只作为上管，另一只作为下管，上管的漏极连接正端子，上管的源极连接第二电感的一端，连接点同时连接第二二极管的阴极；第二电感的另一端，连接下管的漏极，连接点同时连接第一二极管的阳极；下管的源极连接负端子；\n[0024] 第一二极管的阴极连接正极，第二二极管的阳极连接负极；\n[0025] 脉宽调制控制电路内部包括隔离驱动，同时驱动两只场效应管，两只场效应管同步地工作，工作在开关状态，脉宽调制控制电路的最大占空比小于0.5；\n[0026] 且连接要保证以下工作过程：场效应管导通时，被测电容的端电压，通过被测电容的输出端子和已完全导通的两只场效应管对第二电感激磁，在两只场效应管导通过程中，第一、第二二极管不导通；\n[0027] 继而两只场效应管同步截止时，第二电感的续流电流通过第一、第二二极管、被测电容的输出端子向被测电容充电,第一、第二二极管处于导通状态；\n[0028] 调节脉宽调制控制电路的输出占空比，使得被测电容中获得不同的高频纹波电流。\n[0029] 优选地，上述方法一和二中，直流电源的输出电压可调；\n[0030] 优选地，上述方法一和二中，所述第二电感有一个以上的抽头；\n[0031] 优选地，上述方法一和二中，所述的磁芯气隙的距离可调。\n[0032] 优选地，上述方法一和二中，所述场效应管为N沟道型MOS管。\n[0033] 所述场效应管为N沟道型MOS管，那么方法一对应的纹波电流产生电路为：\n[0034] 一种纹波电流产生电路，包括直流电源，第一电感、第二电感、第一二极管、第二二极管、两只场效应管，一脉宽调制控制电路，以及连接被测电容两只引脚的输出端子，包括正端子与负端子，所述第二电感存在一个带有气隙的磁芯，所述的直流电源的输出有正极和负极，连接关系为：\n[0035] 被测电容的输出端子的正端子和第一电感的一端相连接，被测电容的输出端子的负端子连接直流电源的负极，第一电感的另一端连接直流电源的正极；\n[0036] 两只场效应管，其中一只作为上管，另一只作为下管，上管的漏极连接正端子，上管的源极连接第二电感的一端，连接点同时连接第二二极管的阴极；第二电感的另一端，连接下管的漏极，连接点同时连接第一二极管的阳极；下管的源极连接负端子；\n[0037] 第一二极管的阴极连接正端子，第二二极管的阳极连接负端子；\n[0038] 脉宽调制控制电路的输出端一连接上管的栅极，脉宽调制控制电路的输出端一的浮地连接上管的源极；脉宽调制控制电路的输出端二连接下管的栅极，脉宽调制控制电路的地连接被测电容的输出端子的负端子。\n[0039] 所述场效应管为N沟道型MOS管，那么方法二对应的纹波电流产生电路为：\n[0040] 一种纹波电流产生电路，包括直流电源，一电容，第一电感、第二电感、第一二极管、第二二极管、两只场效应管，一脉宽调制控制电路，以及连接被测电容两只引脚的输出端子，包括正端子与负端子，所述第二电感存在一个带有气隙的磁芯，所述的直流电源的输出有正极和负极，连接关系为：\n[0041] 被测电容的输出端子的正端子和第一电感的一端相连接，被测电容的输出端子的负端子连接直流电源的负极，第一电感的另一端连接直流电源的正极，直流电源和电容并联；\n[0042] 两只场效应管，其中一只作为上管，另一只作为下管，上管的漏极连接正端子，上管的源极连接第二电感的一端，连接点同时连接第二二极管的阴极；第二电感的另一端，连接下管的漏极，连接点同时连接第一二极管的阳极；下管的源极连接负端子；\n[0043] 第一二极管的阴极连接正极，第二二极管的阳极连接负极；\n[0044] 脉宽调制控制电路的输出端一连接上管的栅极，脉宽调制控制电路的输出端一的浮地连接上管的源极；脉宽调制控制电路的输出端二连接下管的栅极，脉宽调制控制电路的地连接被测电容的输出端子的负端子。\n[0045] 工作原理将结合实施例，进行详细的阐述。\n[0046] 本发明的有益效果为：\n[0047] 成本低、耗能是现有技术的二十分之一以下、接线简单、休积小、使用方便；另外，还具有现有技术没有的优点：测试不同电解电容时，参数调节方便，通用性强。\n附图说明\n[0048] 图1为现有文献中反激开关电源常见的拓扑；\n[0049] 图2为本发明方法一对应的第一实施例原理图；\n[0050] 图2-1为本发明方法一对应的工作波形图；\n[0051] 图2-2为本发明方法一对应的第一实施例等效原理图；\n[0052] 图3为本发明方法二对应的第二实施例原理图；\n[0053] 图3-1为本发明方法二对应的工作波形图；\n[0054] 图3-2为本发明方法二对应的第二实施例等效原理图。\n具体实施方式\n[0055] 第一实施例\n[0056] 请参阅图2，一种纹波电流产生方法，采用了技术方案中的方法一，这里不再赘述，一种纹波电流产生电路，包括直流电源U，第一电感L1、第二电感L2、第一二极管D1、第二二极管D2、两只场效应管Q1、Q2，一脉宽调制控制电路P，以及连接被测电容两只引脚的输出端子，包括正端子J+与负端子J-，所述第二电感L2存在一个带有气隙的磁芯，所述的直流电源U的输出有正极和负极，连接关系为：\n[0057] 被测电容的输出端子的正端子J+和电感L1的一端相连接，被测电容的输出端子的负端子J-连接直流电源U的负极，电感L1的另一端连接直流电源U的正极；\n[0058] 两只场效应管，上管Q1，下管Q2，上管Q1的漏极连接正端子J+，上管Q1的源极连接第二电感L2的一端，图2中1所标，连接点同时连接第二二极管D2的阴极；第二电感L2的另一端，图2中2所标，连接下管Q2的漏极，连接点同时连接第一二极管D1的阳极；下管Q2的源极连接负端子J-；\n[0059] 第一二极管D1的阴极连接正端子J+，第二二极管D2的阳极连接负端子J-；\n[0060] 脉宽调制控制电路P的输出端一，即图2中O1，连接上管Q1的栅极，脉宽调制控制电路P的输出端一的浮地连接上管Q1的源极，图中未画出；脉宽调制控制电路P的输出端二，即图2中O2，连接下管Q2的栅极，脉宽调制控制电路P的地连接被测电容的输出端子的负端子J-。\n[0061] 原理简述：\n[0062] 先假设脉宽调制控制电路P不工作，上电以后达到稳态，被测电容的端电压等于直流电源U的电压，电感L1中没有电流；\n[0063] 脉宽调制控制电路P工作，以一个周期为例：\n[0064] 脉宽调制控制电路P输出高电平，MOS管Q1和Q2同时饱和导通，被测电容等效与第二电感L2直接并联，这时，第二电感L2中出现励磁电流，随着时间推移，电流线性上升，这个电流，构成被测电容的放电高频纹波电流；\n[0065] 脉宽调制控制电路P输出电平，即MOS管Q1和Q2的栅极g和源极s之间的波形，记作Ugs，其波形参见图2-1中Ugs的波形；图中DTs至Ts分别为：Ts表示一个周期，DTs中的D表示占空比，即控制电路P输出高电平的时间；\n[0066] 这个过程，MOS管Q1和Q2都饱和导通，即图2中，第二电感L2的1端子等于接J+，第二电感L2的2端子等于接J-，无源开关为二极管D1和D2，因为反偏而截止，励磁电流产生的能量储存在电感L2磁芯的气隙中；\n[0067] 励磁电流的波形参见图2-1中iQ的波形；\n[0068] 脉宽调制控制电路P输出由高电平变为低电平，对应图中DTs至Ts这个时间段，MOS管Q1和Q2同步截止，第二电感L2的励磁电流不能突变，仍要继续向前流动，这个电流是方向从1流向2的，从2顺着二极管D1的阳极，二极管D1的阴极，J+，经过被测电容，同时对被测电容充电，然后顺着J-，二极管D2的阳极，二极管D2的阴极，回到第二电感L2的2端子，并且随着对被测电容充电，而线性减小，这个电流称为续流电流。\n[0069] 续流电流，就是向被测电容充电的电流，记作iD，参见图2-1中iD的波形；\n[0070] 被测电容中的电流，若充电记作正电流，对外放电记作负电流，把被测电容中的电流记作iout，其波形参见图2-1中iout的波形；\n[0071] 本申请的方法，采用了上述的电路，和传统的双管反激变换器电路不同，本申请的电路中，电感L2没有副边绕组，严格地说，它不是一个双管反激变换器电路，MOS管Q1和Q2产生励磁电流，而续流或去磁是利用无源开关：二极管D1和D2来实现的。\n[0072] 第二电感L2，其续流过程几乎是励磁过程的相反，波形也是对称的，所花的时间几乎是相等的，为了确保去磁成功，要保证电感L2的续流时间略大于励磁时间，这也决定了电感L2励磁时间要小于0.5个周期,即占空比应小于0.5。\n[0073] 众所周知，对电感励磁的铜损和铁损可以通过优化，使它们产生的能量损失占输入总功率的不到2％，甚至更低，本申请的技术方案中，MOS管Q1和Q2的源极没有电流检测电阻，损耗进一步降低，可以选用通态电阻很低的MOS管作为Q1和Q2这两个位置的开关管，来进一步地降低损耗，实测样机的效率在97％以上，即：\n[0074] 标称为450BXC47MEFC18×25的电解电容，标称耐压450V，纹波电流为1200mA，直流电源U调节为420V直流，电感L1要保证在开关频率下，其感抗远大于被测电容的标称等效串联电阻，“远大于”在工程上，一般指十倍及以上；确保电感L1的分流作用对电路的影响很小。450BXC47MEFC18×25的电解电容的标称等效串联电阻为4欧以下，工作频率为65KHz，那么，电感L取值为100uH以上，才能确保其感抗在65KHz下不小于40欧，这里为了方便，直接用\n1mH的电感，线径用0.6mm绕制，这样来获得极小的插入损耗；MOS管Q1、Q2的型号为STP10NK60ZFP，STP10NK60ZFP耐压600V，通态电阻为0.65Ω，磁芯的型号为PQ3225，中柱气隙为0.52mm，电感L2采用了0.4mm的三层绝缘线，4支线并绕，目的为了降低高频电流的趋肤效应，降低了铜损；调制控制电路P由集成电路为ISL6841和外围电路组成，外围电路包括向ISL6841提供电源的8V低压稳压电源，这颗ISL6841，其最大占空比为0.5，且通过隔离变压器获得两路同步的驱动信号；二极管D为ER1006FCT，耐压标称为600V；磁芯在装配时，两个侧柱的接合处，中间放上磁液，中柱中间不放磁液。\n[0075] 电路连接好后，用Agilent型号为1147A电流探头配合DSO-X3024A示波器，直接夹在被测电容的一只引脚上，观察被测电解电容中的纹波电流，调节直流电源U的工作电压先为低压，如工作电压的一半或以下，这里取140V，启动调制控制电路P，占空比由小调节至略小于0.5，这时调节直流电源U的电压至试验期望的420V直流，若纹波电流超标，把中柱的气隙调小点，这样，电感L2的电感量会变大，由于占空比没有变，同样的励磁时间，励磁电流会减小。\n[0076] 由于电解电容的发热是引起寿命缩短的主要原因，根据功率的计算公式：P＝I2R，而发热的来源就是纹波电流作用于等效串联电阻ESR上，即：\n[0077] 发热功率＝纹波电流有效值2×ESR\n[0078] 可以知道，测试电解电容纹波电流相关指标时，可以适应降低工作电压，这样来降低对图2中电感L2的要求，如本例中，选用了420V的直流，这是220VAC市电整流后的直流电压高限，如市电因某种原因升至297V时。纹波电流为1.2A，那么图2中，变压器T的功率为\n420V×1.2A/2＝252W，这仅仅是47uF的电解电容，对于220uF这样的高压电容，其标称纹波电流达3.2A，那么变压器T的功率接近672W，这显然较为不现实的。这时，可以把工作电压降为100V，甚至更低，这样变压器T的功率可以降低，试验得以低成本实现。\n[0079] 工作电压降低后，励磁电流相应地降低。\n[0080] 第一实施例的电路搭好后，调节磁芯的气隙大小，使得450BXC47MEFC18×25的电解电容的纹波电流为1.2A，这时，直流电源U的输出电流为29.41mA，即直流电源U的输出功率为420V×29.41mA＝12.35W。\n[0081] 即本申请仅用12.35W的功率，实现了电解电容在420V的直流下，工作纹波电流为\n1.2A，实现了低成本、低能耗地提供高频纹波电流，且图2的电路接线简单、体积小。若用传统的方法，要耗能252W，本发明为其4.9％的耗能，事实上，略经优化，第一实施例仅耗电\n22.7mA，这时耗能才9.53W，仅为现有技术的3.8％。\n[0082] 当需要测试另一种电解电容量，纹波电流不同，预期想得到的励磁电流也不同，那么，在第二电感L2设有一个以上的抽头，通过选择不同的抽头，得到不同的绕制匝数，即改变了电感量，可以改变励磁电流，同时适应调节直流电源的输出电压，也可以改变励磁电流；同时磁芯气隙的距离可调，调节磁芯的气隙大小，也可以小范围内改变电感量来获得不同的纹波电流。\n[0083] 电感的公式定义为：\n[0084]\n[0085] 其中，U为电感两端的励磁电压，t为励磁时间，I为励磁结束时流过电感的电流；那么，励磁电流的最大值为：\n[0086]\n[0087] 通过上式可以看到，改变时间t也可以改变励磁电流，那么，改变脉宽调制控制电路P的输出占空比，即是改变式(2)中的时间t，可以改变励磁电流；同样，改变工作电压U，即直流电源U的输出电压，可以改变励磁电流；改变第二电感L2的电感量，可以改变励磁电流。\n[0088] 利用式(2)可以预见性地预设直流电源电压、占空比、第二电感L2的电感量，结合电路，直接得到想要的纹波电流。\n[0089] 通过改变直流电源U的输出电压；通过选用不同的绕组抽头，通过改变磁芯气隙的距离来改变电感量；通过改变调制控制电路P的占空比，都可以改变励磁电流来改变纹波电流。\n[0090] 或占空比不变，略小于0.5，接近0.5的状态下，这时改变工作频率，参见图2-1，频率升高，DTs相应缩短，那么，励磁电流也相应减小改变励磁电流来改变纹波电流。\n[0091] 可见，本发明可以实现发明目的。\n[0092] 图2-2是另一种实施方式，被测电容的输出端子和电感L1串联后与直流电源U并联的另一种方式,同样实现发明目的；\n[0093] 第一实施例事实上示出了二种实施方式，同样实现发明目的。\n[0094] 被测电容不仅仅为电解电容，其它电容一样可以正常工作的，图2-1中，iout的波形中，充电和放电均为高频纹波电流，对于背景技术中,提及的：电解电容在反激式开关电源中作为输入整流滤波电容使用时，其纹波电流是：充电为低频脉动直流电流，放电为高频纹波电流放电。\n[0095] 这种情况下，可以采用方法二来获得纹波电流，见第二实施例。\n[0096] 第二实施例\n[0097] 请参阅图3，一种纹波电流产生方法，采用了技术方案中的方法二，这里不再赘述，一种纹波电流产生电路，包括直流电源U，一电容C，第一电感L1、第二电感L2、第一二极管D1、第二二极管D2、两只场效应管Q1、Q2，一脉宽调制控制电路P，以及连接被测电容两只引脚的输出端子，包括正端子J+与负端子J-，所述第二电感L2存在一个带有气隙的磁芯，所述的直流电源U的输出有正极和负极，连接关系为：\n[0098] 被测电容的输出端子的正端子J+和电感L1的一端相连接，被测电容的输出端子的负端子J-连接直流电源U的负极，电感L1的另一端连接直流电源U的正极，直流电源U与电容C并联；\n[0099] 两只场效应管，上管Q1，下管Q2，上管Q1的漏极连接正端子J+，上管Q1的源极连接第二电感L2的一端，图3中1所标，连接点同时连接第二二极管D2的阴极；第二电感L2的另一端，图3中2所标，连接下管Q2的漏极，连接点同时连接第一二极管D1的阳极；下管Q2的源极连接负端子J-；\n[0100] 第一二极管D1的阴极连接正极，第二二极管D2的阳极连接负极；\n[0101] 脉宽调制控制电路P的输出端一，即图3中O1，连接上管Q1的栅极，脉宽调制控制电路P的输出端一的浮地连接上管Q1的源极，图中未画出；脉宽调制控制电路P的输出端二，即图3中O2，连接下管Q2的栅极，脉宽调制控制电路P的地连接被测电容的输出端子的负端子J-。\n[0102] 调制控制电路P由集成电路为ISL6841和外围电路组成，外围电路包括向ISL6841提供电源的8V低压稳压电源，ISL6841最大占空比为0.5，且通过FAN7382获得两路同步的驱动信号。\n[0103] 工作原理:\n[0104] 第二电感L2续流的电流，经过电容C滤波后，经过电感L1平滑，以直流电流对被测电容充电，这样就获得了充电为直流电流，放电为高频纹波电流放电。\n[0105] 若把直流电源U直接换成交流电经过整流电路后的电源，可以直接仿出真实的电解电容使用环境：即充电为低频脉动直流电流，放电为高频纹波电流放电。\n[0106] 其工作波形图参见图3-1，iout的波形中，充电为较为平滑的直流，放电仍为高频纹波电流，同样实现发明目的。\n[0107] 图3-2是另一种实施方式，被测电容的输出端子和电感L1串联后与直流电源U并联的另一种方式,同样实现发明目的；\n[0108] 为了方便，本申请中，连接被测电容两只引脚的输出端子简称为被测电容的输出端子。\n[0109] 以上仅是本发明的优选实施方式，应当指出的是，上述优选实施方式不应视为对本发明的限制。\n[0110] 对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明的精神和范围内，还可以做出若干改进和润饰，如在方法二中，直流电源中串入电感来减少电容C端电压变化对直流电源的影响、采用P沟道的MOS管，把直流电源、被测电容、二极管的极性反过来，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围，这里不再用实施例赘述，本发明的保护范围应当以权利要求所限定的范围为准。