无线电发送机

1.一种无线电发送机，包括用于产生正交调制信号的调制装置， 用于将所述信号变换成数字形式的可变中频信号的第一频率变换装 置，用于将所述可变中频信号变换成模拟形式的数模变换装置，用于 通过固定频率将所述模拟中频信号变换成射频信号的第二频率变换装 置，以及用于放大所述射频信号用于发送的功率放大装置。
2.权利要求1的发送机，特征在于用于第二频率变换装置的参考 频率是由固定频率振荡器提供的。
3.权利要求1或2的发送机，特征在于中频频段位于从-17.5MHz 到+17.5MHz的频率范围内。
4.权利要求1或2的发送机，特征在于中频频段的频率范围为从 0MHz到35MHz。
5.权利要求1或2的发送机，特征在于在第一和第二频率变换装 置之间给出了误差校正装置，用于校正第二频率变换装置中同相信号 和正交信号之间的不平衡。
6.权利要求1或2的发送机，特征在于还提供一个滤波装置，将 其连接在第二频率变换装置和功率放大装置之间。
7.权利要求1或2的发送机，特征在于功率放大装置被连接到无 线电信号传播装置。
8.权利要求1或2的发送机，特征在于调制装置在软件控制下工 作。
9.权利要求1或2的发送机，特征在于第一频率变换装置在软 件控制下工作。

技术领域\n该发明涉及一种无线电发送机，该发送机特别适用于，但不仅仅 适用于如GSM(全球移动通信系统)的数字通讯系统中。\n背景技术\n如在欧洲无线电通讯标准机构(ETSI)的文档″GSM：Digital Cellular Telecommunications System(Phase 2)Radio Transmission and Reception(GSM 05.05 version 4.19.0)″中定义的用于来自移 动站发送机的寄生发射的GSM规范在附图1中被给予概述。该图描述 了参考902MHz上+33dB的载波功率值，相对于以MHz为单位的频率 f，在1Hz带宽中不期望的噪声N的允许值。该图还给出GSM发送(Tx) 和接收(Rx)波段的位置。在925和935MHz之间的GSM接收波段中， 噪声必须保持低于-150dBc，在935和960MHz之间的GSM波段中， 噪声必须保持低于-162dBc。这样低的噪声值在完全集成的发送机中 是很难实现的，并且，要以传统的结构来实现该规范，有必要在功率 放大的最终阶段之后使用昂贵的射频滤波器，但是要牺牲发送机的效 率。\n在模拟电路中进行双重的上变换的传统发送机结构的方框图在附 图2中给出。用于发送的数字数据作为输入202被提供给高斯最小键 移(GMSK)调制器204，该调制器产生零频载波上的同相I信号和正交 相位Q信号作为输出。同相信号被提供给第一中频混频器206，正交 相位信号被提供给第二中频混频器208。来自第一压控振荡器 (VCO)210的输出信号通过第一90度相位移位器212被提供给第一中 频混频器206的本地振荡器端口，该输出信号还被直接提供给第二中 频混频器208的本地振荡器端口。来自混频器206，208的所产生的 输出信号被组合器214相加并在带通滤波器222中滤波以产生在所要 求的中频频率上的信号，例如100MHz。带通中频滤波器222不仅降 低了带外噪声电平而且除去了不期望的混频分量。滤波器222一般在 芯片外实现。\n第一VCO210是由中频合成器216产生的信号驱动的，其中合 成器216在通过控制总线220传送的指令控制下利用13MHz的参考 振荡器218来获得其输出以产生固定的中频输出。\n滤波后的中频信号被分成两部分。第一部分的相位被第二相位 移位器224移位90度，然后被第一射频混频器226进行上变频，中 频信号的第二部分被第二射频混频器228进行上变频。来自第二VCO 230的输出信号被直接提供给第二射频混频器228的本地振荡器端 口，并通过第三90度相位移位器232提供给第一射频混频器226的 本地振荡器端口。来自混频器226，228的所产生输出信号被组合器 234相加以产生组合的射频信号，该信号包括在880和915MHz之间 的GSM发送波段中所要求频率上的分量。\n第二VCO由射频合成器236产生的信号驱动，其中合成器236 在通过控制总线220传送的指令控制下利用13MHz的参考振荡器218 来获得其输出以产生可变的输出频率。\n不需要额外的滤波，来自第二VCO230的噪声将以不可接受的 高电平落入GSM接收波段中。射频信号因此在被功率放大器240放大 用于发送之前，通过第一射频带通滤波器238。放大器240通常在极 度压缩的情况下工作以达到最佳的效率，这样的效果是除去了输入信 号上单边带噪声的AM分量。没有了AM分量，残留的FM分量以相同 的值在信号的两边产生噪声，极大地恢复了不期望边带中的噪声。因 此在通过天线244发送之前，该信号必须被第二射频带通滤波器242 滤波。在成本(因为必须处理较高的功率值)和由于滤波器242中的损 耗造成的发送机功率损耗方面，第二射频滤波器242远不如第一滤波 器238理想。这些发送机损耗可以累积到大于1W，这样要求使用较 大的功率放大器240和较大的电池。\n这种结构因此在当前的数字蜂窝通讯标准使用时有一些缺点。 对于根据两个或多个标准工作的电话来说很难使用，除非这些方案是 兼容的(例如，在带宽和调制方案方面具有类似要求的意义上)。这是 因为仅有基带电路是数字的，模拟中频和射频电路从根本上缺乏灵活 性。而且，如上面提到的，在功率放大阶段之后，在没有附加滤波过 程的情况下，对于寄生发射来说达到GSM要求是很困难的。\n发明内容\n该发明的一个目标是解决上面描述的问题。\n根据该发明，这里给出了一种无线电发送机，该发送机包括用 于产生正交调制信号的调制装置，用于将所述信号变换成数字形式的 可变中间频率(IF)信号的第一频率变换装置，用于将所述可变中频信 号变换成模拟形式的数模变换装置，用于以固定频率将所述模拟信号 变换成射频(RF)信号的第二频率变换装置，以及用于将所述射频信号 放大用于发送的功率放大装置。\n该发明基于下面的认识：到可变中频的数字上变换给出更灵活 的发送机结构，该结构并不需要昂贵的射频滤波，这一点在以前的技 术中是没有的。\n由于有可能改变调制方法，频率，采样率或波段来适应多个通 讯标准，所描述的发送机结构的优点在于极度的多用性。\n有利的是，在第一和第二频率变换装置之间给出了误差校正装置 来校正第二频率变换装置中同相信号和正交信号之间的不平衡。\n这些装置的给出使得能够在制造过程中对发送机进行自动校准以 考虑第二频率变换装置中信号路径之间的不平衡，在此之后，不再需 要进一步的校准了。\n附图简述\n参考附图，通过例子，该发明的实施方案将被描述。\n图1是以MHz为单位的频率f对以dBc/Hz为单位的噪声N的关 系图，如上面描述的该图说明了用于寄生发射的GSM规范。\n图2是如上面描述的传统发送机结构的方框图；\n图3是根据该发明设计的发送机结构的方框图；\n在这些图中，相同的参考标号被用来标识相应的特征。\n发明的具体实施方式\n根据该发明设计的发送机结构的实施方案在图3中给出。基本的 概念是在数字域中进行为可变频率转换的第一上变频，然后在模拟域 中进行为固定频率变换的第二变频。\n数字数据作为输入202被提供给数字GMSK调制器302。调制器302 的输出是在270833比特/秒的GSM比特率下，在0中频载波上的数 字化为同相和正交相位信号。这些信号然后通过数字上变换和滤波块 304来处理，这样将信号混频成在-17.5和+17.5MHz之间的可变中频。 这是一种结合所需的数字滤波的纯数字过程。向上滚动的同相和正交 相位信号是从中频合成器306中得到的，该合成器通过控制总线308 接收控制信号。\n调谐范围反映出对于GSM发送机波段来说对发送机输出的要求。 扩展到负频率的对称范围的使用使得中频尽可能的低以便最小化功率 消耗。作为负频率使用的结果，在整个发送机链处理复杂信号是必须 的。上变换之后的采样率必须至少为35MHz以避免混淆。\n在第一上变频之后，信号通过数字误差校正模块310，这在下面 详细讨论。在经过适当的误差校正之后，同相和正交相位数字信号被 第一和第二数模变换器312，322变换成模拟形式，并被带宽近似为 17.5MHz的第一和第二模拟低通滤波器314，324滤波。滤波器314， 324可以是低正交相位设备，能够以片载的有源装置的形式来实现。\n滤波后的信号被直接变换到发送机输出频率，第一混频器316将 同相信号与来自固定频率VCO318的经过90度相位移位器320移位 的输出信号混合，第二混频器326将正交相位信号与来自VCO318的 输出信号混频。使用固定频率VCO318的优点包括：\nVCO318并不需要多步合成器；\n90度相位移位器320的设计被极大地简化；\n在使用固定频率的本地振荡器的情况下，混频器的平衡很容易保 证。\n两个射频信号被加法器328合并，此后，合并信号被射频带通滤 波器330滤波以消除混频器寄生响应并降低宽带噪声值。该信号被功 率放大器332放大并传递给天线244用于发送。如果射频滤波器330 的品质足够高，那么在功率放大器332之后将不需要附加的滤波。\n如果固定频率VCO318具有比可调谐版VCO更高的正交相位，那 么有可能除去射频滤波器330并产生较低的噪声值并具有较低的直流 功率消耗。然而，对噪声的改进是在接近载波噪声性能方面进行的， 而不是在大频率偏移上的噪声值方面进行的，这是由直流功率消耗决 定的。因此在没有射频滤波器330的情况下，要保证发送机噪声不会 被VCO降低，有必要使VCO具有相对较高的功率。\n涉及除去射频滤波器330的另一个问题是与混频器316，326相 关的噪声。如果混频器的噪声值主要为10dB，并且，如果用于驱动 混频器316，326的调制信号的噪声最小值接近理论极限：- 174dBm/Hz，在20MHz偏移处的混频器等价噪声不会低于近似- 164dBm/Hz。这意味着为了在没有射频滤波器330的情况下获得期望 的GSM规范的-162dBc/Hz，驱动混频器316，326的信号将大约为 0dBm。如果寄生响应特性保持在控制之下-这也是必须的-那么这样 高值的驱动是不理想的。\n因此，对于大多数应用来说，除去射频滤波器330的不利之处将 超过较少元件数量的优越之处。\n数字误差校正块310的功能是补偿模拟前端混频器316，326中 的缺陷。如在任何实际的集成电路中那样，处理缺陷将导致通过两个 模拟混频器316，326的同相和正交相位信号路径的轻微的不平衡。 固定频率本地振荡器318应该最小化这些不平衡，但是这些是GSM规 范对于发送机的一些限制：可能需要一些误差校正工具。误差校正块 310在数字域中实时地施加一些适当的校正。在包括发送机的产品的 生产过程的最后会进行自动的校准，其中，发送机输出将针对最小寄 生输出而被最佳化。一旦校正项已经被计算出来，它们将被下载到误 差校正块310的静态内存中。在这一过程之后，假定这些缺陷不随时 间变化，误差校正电路将校正混频器316，326中的不平衡。\n固定频率本地振荡器318还帮助解决另一个重要的要求：保持本 地振荡器(LO)端口处的两个混频器316，326的平衡。这一点必须严 格保持以避免将LO信号漏到发送信号中。\n如果对于在GSM频率范围中间选出的信道来说本地振荡器的拉伸 很困难，那么将有可能将中频频率范围从-17.5MHz到+17.5MHz中之 一改变到近似0MHz到35MHz之一。这将使本地振荡器的频率移出发 送机的频率范围并减轻任何的拉伸。\n上面描述的结构是极端多用的，并且在包括射频滤波器330的情 况下，即使在天线244处没有双工滤波器，噪声也不会成为问题。输 入数据流202和误差校正块310的输出之间的所有信号处理元件都以 数字方式实现，或者用专用硬件实现，或者用软件实现。因此相比之 下，改变调制方法，频率，采样率或带宽来适应GSM的不同通讯标准 是很容易的。如果这些功能完全以软件实现，那么真正的多模式操作 成为现实的建议。数字电路的优势使得使用CMOS来替代更昂贵的 BiCMOS(双极型互补金属氧化物半导体)集成电路技术具有更好的前 景，并且不需要芯片外中频滤波。\n由于避免了使用相位锁定VCO的原因，该结构的一个重要优点是 能够适应固定包络调制方案和非固定包络调制方案。对于高比特率流 量，如果存在任何向非固定包络调制方案发展，那么对于GSM来说这 一点尤其重要。\n在不需要对射频分量进行复制的情况下，在800/900MHz频率波 段和1800/1900MHz波段中，这种结构对于双波段操作有很好的潜力。 可能仅需要加入第二固定频率VCO，射频滤波器和适当的开关。\n尽管该发明已经参考GSM蜂窝无线电通讯系统描述，很明显的是 该发明也同样适用于其它的通讯系统，不管是蜂窝的还是非蜂窝的。\n根据该发明的描述，对于该领域的技术人员来说，其它的修改也 是很明显的。这些修改可以涉及无线电发送机中已知的其它特征，这 些特征可以替代这里已经描述的特征或结合已经描述的特征使用。\n在当前规范和权利要求中，在元件之前的字“一个”并不排除多 个这种元件的存在。此外，字“包括”并不排除其它所列之外的元件 或步骤的存在。\n工业应用\n该发明适用于数字通讯系统中的无线电发送机，例如GSM.