用于记录、再生、传输和／或接收压缩数据的方法

暂无

用于记录、再生、传输和/或接收压缩数据的方法\n技术领域\n本发明涉及用于记录和/或再生压缩数据(即比特压缩数字音频信号或类似的信号)的方法及装置、用于传输和/或接收该压缩数据的方法、以及所用的记录介质。尤其是涉及用于以多比特速率压缩模式进行记录的一种装置、技术及记录介质。\n背景技术\n在美国专利5242588和5244705中，本提交人已经提出了包括对输入的数字音频信号进行比特压缩、并将该比特压缩的信号以具有作为一记录单元的预置数据量的脉冲串的形工进行记录的一种技术。\n这种技术属于是采用一个磁-光盘作为记录介质，并以诸发CD-I(CD交互)或CD-ROM XA的音频数据格式的规定对AD(自适应差分)PCM音频数据进行记录和/或再生的技术。该AD-PCM音频数据以一种脉冲串的形式记录在一个磁光盘上，例如其具有32个AD-PCM数据区及几个用于交织的链接区，从而形成一个记录单元。\n在采用磁光盘的记录和/或再生装置中可选用几种模式的AD-PCM音频数据。例如，按规定，A级具有传统CD的压缩率的两倍的压缩率和一个37.8KHZ的取样频率，B级具有传统CD的压缩率的四倍的压缩率和一个37.8KHZ的取样频率，而C级具有传统的CD的压缩率的八倍的压缩率和一个18.9KHZ的取样频率。即，利用上述的B级，数字音频数据大约被压缩到原始量的四分之一，用B级模式记录的该盘的重放时间是以普通CD格式重放时间的四倍。这表示该装置可被降低尺寸，因为具有普通的12cm直径的盘所实现记录/重放时间的长度可用较小尺寸的盘来实现。\n可是，因为盘的转速和普通的CD一样，所以，利用B级的每一个预定时间内所获得的压缩数据的量是标准CD的四倍。结果是，在一个时间单元中(例如一个区域一个群)的同一压缩数据重复地读四遍，并且只有这四个叠加的压缩数据之一被传输进行音频再生。具体地说，在对一个螺旋记录轨迹进行扫描或跟踪期间，对于每一转周都要执行返至起始轨迹位置的一个轨迹跳跃，以便在重复地跟踪同一轨迹螺旋轨迹四次。这表明，来自重复读出操作的压缩声音数据的四个扫描至少有一个是足够的，因此，该已公开的技术有效地防止了由于干扰所致的误差，且其结果可以尤其适于使用在小体积便携式装置。\n由于半导体存储器在未来将被采用为一种记录介质，因而更希望实现进一步的比特压缩，以提高压缩效率。具体地说，音频信号利用一个所谓的IC卡(它包括一个或多个这种半导体存储器)被记录和/或被再生，至其上或来自该存储器，分别地对比特压缩的数据进行记录或重放。\n对于IC卡，由于半导体技术的进步而实现了存储容量的增加或较低的造价。尽管是有这种进步，当IC卡首次供于市场时，该IC卡还是被认为存储容量不足，而且还是昂贵的。因此，可以考虑通过重写数据若干遍的方式将诸如磁光盘这样的低价大容量记录介质的记录内容重复地传送至IC卡。具体地说，记录在磁光盘上的所希望的音乐数字被复制到IC卡并与已经存储在IC卡上的其它音乐数字相交换(即重写)。通过以这种方式频繁地重写IC卡上的内容，可利用现有的为数不多的IC卡在户外欣赏大量的音乐资料。\n可是，为记录/再生音频信号，对于各种应用来说，频带宽度和信噪特性是不同的。例如，如果希望高质量的音频信号，就需要15KHZ至20KHZ的带宽和良好的信噪比。为此目的要采用较高的比特率。在这种情况中的比特率通常是每个频道256Kbps至64Kbps。\n相反，对于多数情况来说，音频信号是受控的，5至7KHZ的带宽就足够了，同时不需要很高的信噪比。可是，为了对于给定的存储器重量增加记录/重放的时间，希望将比特率从64Kbps降到几个Kbps。按上述的观点，需要提供一种记录/重放装置，它能够满足具有不同要求等级的多重用途并在最大程度上减少经济负担。然而，如果必须提供具有不同带宽的多种模式，就必须提供多种取样频率，结果是取样频率信号产生电路趋于复杂，即LSI规模趋于不可避免地增加。此外，如果取样频率是一种模式不同于另一种模式就很困难将信息从一种模式换成另一个模式。如果希望以低比特率模式将记录在大容量磁光盘上的高比特率模式信息写至一小容量IC卡上，就需要完全废除该压缩模式以将该信息恢复成时域信号，并以低比特率模式再压缩该信号，结果是其算术逻辑步骤的数量增加，从而增加了实时处理的困难。\n可是，以于具有格外低的比特率的模式，由于在可用比特方面的降低，声音质量被降低。当带宽被缩窄时，如果用于压缩的频分的带宽在整个频率范围上是恒定的话，从把20KHZ的整个频率范围划分成32个等宽频带而得到的带宽度是700HZ，该带宽显著地比100KHZ的低范围临界频带要宽，并且比该频率范围的主要部分的临界频带要宽。结果是显著地降低的压缩效率。可是，当比特率被降低时，对于主要信息和辅助信息之一来说若比特的缩减是优先考虑的，则声音的质量被显著地降低。由于此原因，就变得有必要不仅降低主信息，而且降低辅助信息。\n发明内容\n考虑到上述的本技术的状态，本发明之首要目的是提供数字信号处理方法和装置，其中的一个取样频率信号产生电路未被复杂化，而且该LSI的规模无须由于多重比特率模式的结果而被增加。\n本发明的第二个目的是提供一个压缩数据记录/再生装置，其中，来自诸如磁光盘或光盘的记录介质的比特压缩数据可被以降低的运算逻辑量的操作复制，或其中的比特压缩数据可以用降低的运算逻辑量的操作从诸如IC卡的另一个记录介质被再生。\n本发明的第三个目的是提供一种压缩数据记录/再生装置，其中有可能将辅助信息量抑制一必要小的值，以便减小由于低比特率引起的声音质量的劣化。\n为了避免取样频率产生电路在结构方面的复杂性并防止由这种复杂性引起的硬件规模的增加，对于本压缩数据记录和/或再生装置和技术及记录介质，不考虑对于各种模式的不同的比特率，都采用同一取样频率。\n而且，当对于各种模式采用不同取样频率时实现起来很困难的信息转换可被容易地实现。例如，如果希望将高比特速率模式信息从一大容量磁光盘上写到一个具有低比特速率模式的小容量IC卡上，该低比特速率压缩可只通过一个附加的处理操作来实现，没有必要为将信号转换到时域而废除压缩模式，从而使处理操作之工作量被减小，同时还实现了实时处理操作。可以只经过格式变换，即通过重新排列已编码信息数据，来实现从低比特速率模式到一个至少比较低比特速率要高的比特速率的转换。\n根据本发明，通过将同一正交变换数据组尺度用于不同比特速率模式，不同比特速率模式之间的转换可以高速度执行而不转换到时域信号。此外，沿时标或频标彼此相邻的多个用于数据组浮动和/或量化噪声影响的数据组的多个数据组被共用，以便按照用于数据组浮动和/或量化噪声影响的数据组所要求的数据组那样，缩小辅助信息的量，这些辅助信息如标度因数或字长数据。由于发声信号在时标及频标上都展示出高相关性，如果用于数据组浮动和/或量化噪声影响的数据组的几个数据组被共用，几乎不会影响声音质量。如果信号是暂处于非稳态，有可能采用一种可变正交变换数据组的尺度，以防止压缩效率被降低。由此而被删除的用于辅助信息的比特可被配置为主信息。另外，通过根据正交变换数据组尺度而改变欲被共用的辅助信息的分组，该正交变换数据组尺度可被改变，从而使得即便是用于数据组浮动或由量化噪声影响的数据组的结构被改变，该辅助信息也可被以最优方式共用。\n另一方面，由于用于量化噪声控制的频带宽度和用于所有模式(不论其频率如何)频带宽度相同，如果把20KMZ的频率范围分成32个频带，该频带宽度是在700HZ的数量级，要比用于低频范围的100HZ的临界带宽明显地宽许多。因此，该频带宽度变得窄于用于中至低范围的临界频带的带宽，因而显著地降低了量化及编码效率。根据本发明，用于量化噪声控制的频宽度被选择得使朝着较高频率方向至少对于从分割而得的大多数频带是较宽的，从而使用于量化噪声控制的频带宽度将较接近于临界频带。\n当把压缩比特的数据从诸如磁光盘的记录介质复制到诸如IC卡的另一个记录介质上时，数据是被直接复制或是经过附加的压缩、至少是不经全比特扩展而复制。如果是执行附加的压缩，数据比特的重新分配及重新量化是在无信号变的的频域内进行，数据比特连同共用的多个辅助数据而被记录。\n利用本压缩数据记录和/或再生装置和技术及记录介质，采用同一取样频率，防止了取样频率产生电路被复杂化并防止硬件规模被增加。具有不同比特速率的模式之间的信息变换可以无需诸如取样速率变换之类的复杂操作而简便地实现。如果希望将记录在一大容量磁光盘上的高比特速率模式的信息写到一个具有低比特速率模式的小容量IC卡上，该低比特速率模式的压缩可由附加处理操作实现，以便把运算操作量的增加减到最少，而该操作可在实时的基础上进行。此外，还可以防止对于该低比特速率模式的声音质量的降低。\n附图说明\n图1是说明根据本发明的用于压缩数据的记录和/或再生装置的实施例的方框图。\n图2示出了一个磁光盘和一个IC卡的记录内容。\n图3是图1所示装置的正视图的例子。\n图4是根据图1所示的实施例的一个编码装置实施例的方框图，用于实施对音频数据的高效编码技术。\n图5是图1所示实施例的用于正交变换的数据组的尺度的示意图。\n图6是用于实现比特分配和运算逻辑功能的电路结构的方框图。\n图7是表示临界频带和已经被分割以考虑到数据组浮动的频带的频谱曲线图。\n图8是表示在一信号频谱内关于频谱成分的覆盖频谱的相关电平的曲线图。\n图9表示最低听觉曲线和该覆盖频谱相对合的一个曲线。\n图10表示用于实现第二种比特分配方法的实际配置的电路框图。\n图11a和11b表示利用第二种比特分配方法的对于一较平坦信号频谱的比特分配和噪声频谱的曲线图。\n图12a和12b示出了利用第二种比特分配方法的、用于展示高信号频谱音调的信号频谱的比特分配和噪声频谱的曲线图。\n图13是一个曲线图，示出了用于处理一个A模式11.6ms的数据组的频率与时间的相互关系，具有的频率范围被分成包括临界频带的52个频带，以及考虑到进行数据组浮动的频带，用于正交变换的数据组尺度是一个长模式。\n图14是一个曲线图，示出了用于处理一个A模式11.8ms的数据组的频率与时间的关系，具有的频率范围被分成包括临界频带的52个频带以及考虑到进行数据组浮动的频带，用于正交变换的数据组尺度是一个短模式。\n图15是一个曲线图，示出了用于处理一个B模式23.2ms的数据组的频率与时间的关系，具有的频率范围被分成包括临界频带的52个频带和考虑到进行数据组浮动的频带，用于正交变的的数据组是一个长模式。\n图16是一个曲线图，示出了用于处理一个B模式23.2ms的数据组的频率与时间的关系，具有的频率范围被分成包括临界频带和考虑到进行数据组浮动的频带的11个频带，用于处理B模式的23.2ms的数据组，用于正交变换的数据组尺度是短模式。\n图17是一个曲线图，示出用于处理模式23.2ms的数据组的频率与时间的关系，包括监界频带和用于考虑进行数据组浮动的频带，用于正交变换的数据组的尺度既是短模式也是长模式。\n图18是一个框图，示出用于处理B模式的一个自适应应比特分配及编码电路的一个实施例。\n图19是一个框图，示出了用于从A模式到B模式进行高速转换的一个特定装置的电路方框图。\n图20是一个电路方框图，示出了依照本发明而实施针对音频数据的高效编码技术的一个解码装置的具体例子。\n具体实施方式\n参照附图，说明本发明的实施例将被详细阐述。\n图1是以方框电路图形式说明本发明的用于压缩数据的记录和/或再生装置的实施例的图示安排。\n图1所示的记录/再生装置包括一个记录/再生单元，用于作为记录介质之一的磁光盘1，一个记录单元，用于作为为记录介质的IC卡2，这两个单元安置在同一系统中。当由用于磁光盘的记录/再生单元的再生部分从该磁光盘1将记录信号再生到IC卡2上时(通过用于IC卡2的记录/再生单元的记录部分)，由光记录头53所读出的再生压缩数据从再生侧的磁光盘1读出并送到一个解码器71进行EFM解调。该解码器71提供去交织和误差校正，形成ATC音频数据，送到IC卡记录单元的存储器85。一个附加的压缩器84通过添加一个可变比特速率的编码窗对该ATC音频数据作处理。该附加的压缩器84执行一个用于存储器85的熵编码的附加操作。随后，该ATC音频数据经一个IC卡接口电路86记录在IC卡2上。以这种方式，在由ATC解码器73的扩展操作之前，该再生的压缩数据被传送至记录系统，以压缩的状态记录在IC卡2上。\n同时，为了通常的音频再生，压缩的数据断续地或以具有例如32+若干区这样的预置数据量单元的脉冲串形式从记录介质(磁光盘1)读出，并被扩展以转换成连续的音频信号。在进行复制中，在记录介质上的压缩数据被连续地读出并被送到记录系统以进行记录。以这种方式，可根据数据的压缩率执行高速或短期复制。\n现在进一步详述图1所示的方案。在图1所示的压缩数据记录和/或再生装置的磁光盘记录/重放单元中，由主轴马达51所转动的磁光盘1是用作一个记录介质的。为将数据记录在磁光盘1上，对应于记录数据的一个已调磁场由磁头54加入，而磁光盘1由光记录头53的激光束照射。在记录数据的再生过程中，在磁光盘1上的记录轨迹由激光束跟踪，以进行光磁再生。\n下面的描述主要针对记录/重放装置。光记录头53的组成包括一个激光源，例如一个激光二极管；光学元件，例如一个准直仪透镜；一个物镜，一个极化光束分离器或一个筒镜和一个包括具有预定形状的光接收部件的光检测器。光记录头53放在正对磁头54的位置，它们中间是磁光盘1。为了在磁光盘1上记录数据，该磁头54由记录系统的记录头驱动电路66驱动，正如下面解释的那样，以便将根据对应于记录数据的已调磁场加到盘1上，而由光记录头53照射的一个激光束到达该磁光盘1的一条目标轨迹，以便根据磁场调到进行热-磁记录。此外，该光记录头53检测从目标轨迹上反射的光束，以便利用象散的方法检测聚焦误差以及利用推挽方法确定跟踪误差。当从磁光盘1再生数据时，除去检测聚焦误差和/或跟踪误差外，该光记录头53还检测来自目标轨迹的反射光的极化角的差异(Kerr转动角)，以便产生重放信号。\n光记录头53的一个输出信号被送到一个RF电路55，该电路从该输出信号提取上述的聚集误差和跟踪误差信号。这些被提取的信号被送到一个词服控制电路56。该RF电路55还将重放信号转变成双电平信号，它被送到下面将要描述的再生系统的解码器71。\n伺服控制电路56的组成有例如一个聚集伺服控制电路、一个跟踪伺服控制电路、主轴伺服控制电路和一个螺纹伺服控制电路等等。聚集伺服控制电路聚集一控制光学记录头53的光学系统，以便使聚集信号减小到零。跟踪伺服控制电路控制光记录头53的光光系统，以使得该跟踪信号减小至零。主轴马达伺服控制电路控制该主轴马达51，以便以一个例如是恒定线速度的预置转速推动该磁光盘1进入转动。螺纹伺服控制电路移动光记录头53和磁头54到由系统控制电路移动光记录头53的磁头54到由系统控制器57所指示的磁光盘51的目标轨迹的位置。伺服控制电路56把指示受控于该电路的各部件的操作状态的信息发送到系统控制器57。\n键输入单元58和显示器59连接到系统控制器57，该控制器在由键输入单元58键入的输入信息所指示的操作模式之下对该记录系统和再生系统进行控制。根据来自Q数据(例如记录在磁光盘1上的标题时间或子码数据)的以区为基础的地址信息，该系统控制器57还监视由光记录头53和磁头54所跟踪的记录轨迹上的记录位置和重放位置。此外，根据由键入单元58(下面将解释)所选的在一个编码器63处的比特压缩模式信息、并根据通过一重放系统(如下面所述)从RF电路55所获的重放数据中的压缩模式信息，系统控制器57使得比特压缩模式被显示在显示器59上，同时根据在比特压缩模式中的数据压缩率和在记录轨迹上的重放位置信息，使重放时间显示在显示器59上。\n为进行重放时间的显示，从来自磁光盘1的记录轨迹的标题时间或子码Q再生出的以区为基础的地址信息(绝对时间信息)由该比特压缩模式的数据压缩率的倒数相乘，例如对1/4比特压缩率以4相乘，以确定被显示在显示器59上的真实时间。同时，在进行记录期间，如果绝对时间信息被预先记录在磁光盘1的记录轨迹上，即，如果该磁光盘1被预先格式化的话，就有可能通过读出该预先格式化的绝对时间信息并通过将该信息乘以数据压缩率的倒数来显示真实的记录时间。\n在一个本发明的盘记录/再生装置的记录系统中，从输入端60来的模拟音频输入信号AIN经一个低通滤波器61送到A/D转换器62，该转换器对输入模拟音频信号AIN进行量化。来自A/D转换器62的数字音频输入信号送到一自适应转换编码(ATC)PCM编码器63。另一方面，来自输入端67的数字音频输入信号DIN经一个数字输入接口电路68送到ATC编码器63。根据表1所示的各种ATC系统的模式，该ATC编码器63执行比特压缩(数据压缩)。根据以预置传输速率的数字音频PCM数据(即上述的已由A/D转换器62量化的输入信号AIN)执行这种比特压缩，这里的预置传输速率即为上述的由A/D转换器62使输入信号AIN量化的速率。ATC编码器63具有它由系统控制器57所指定的操作模式。例如对于B模式来说，数据是具有44.1KHZ的取样频率及64Kbps比特速率的压缩数据(ATC数据)，并被送到存储器64。用于立体声B模式的数据传输速率被降到75区/秒的标准CD-DA模式的数据传输速率的8分之一，即9.375区/秒。表1取样频率＝44.1HKZ模式    比特速度     带宽    最大处理数据组长度Kbps/频道    KHZ     msA       128          22      11.6B       64           13      23.2C    32    5.5    34.8D    16    3      46.4在图1的实施例中，假设A/D转换器62的取样频率固定在标准CD-DA格式(44.1KHZ)的取样频率，并且在ATC编码器63中保持该取样频率以执行比特压缩。由于这种模式的较低的比特速率，该信号通带变得越窄，该低通滤波器61的截止频率则以对应方式进行调节。就是说，根据该压缩模式足以控制A/D转换器62的低通滤波器61的截止频率。\n存储器64是具有由系统控制器57控制的其数据写入及读出的一个缓冲存储器。该存储器过渡性地存储来自ATC编码器63的ATC数据，以便当需要时记录在盘上。就是说，对于B模式而言，来自ATC编码器63的已压缩音频数据已经将它的数据传输速率降至75区/秒的标准CD-DA模式的数据传输速率的八分之一，即9.375区/秒。压缩的数据连续地写入存储器64。虽说象上述的那样，它足以用每8个区的一个区的速率记录该压缩的数据(ATC数据)，但是，象后面要解释的那样，这种以每8区进行记录在实际上不可能实现区连续记录。这种记录是以75区/秒数据传输速率的脉冲串的形式进行的，它与标准的CD-DA格式是一样的，具有由作为记录单元的诸如32十几区的预置多区构成的集群，带有无记录期的插入。就是说，在存储器64中，以与比特压缩模式相关的9.375区/秒(＝75.8)的低传输速率连续写入的ATC立体声B模式的音频数据，作为以上述的75区/秒的传输速率的脉冲串形式记录的数据读出。包括非记录期的数据读出及记录的总体的数据传输率是一个9.375区/秒的低速率。然而，在以一脉冲串形式执行的记录操作的时间周期内的即时数据转换速率是上面提到的75区/秒的标准数据传输速率。因此，如果盘的转速与标准CD-DA格式的转速一样，即为一恒定线性速率，则是以相同记录密度进行记录并与CD-DA格式的记录图案相同。\n以上述的75区/秒的即时传输速率从存储器64读出欲被记录的ATC音频数据，并送到编码器65。从存储器64将数据串行送到编码器65所采用的记录单元是一个集群，该集群由多个区构成，例如32个区的多个区和排入在该集群之前和其后的若干个集群链接区。该集群链接区的选择要比在编码器65处的一个交错长度要长，以使得相邻集群的数据不受数据交错的影响。\n编码器65对来自存储器64的脉冲串形式的记录数据进行编码，用于误差校正，例如奇偶附加位和数据交错、或EFM编码。然后，由编码器65编码的记录数据送到磁头驱动电路66。磁头54接到磁头驱动电路66并由其驱动，以将对应于记录数据的一个已调制的磁场加到磁光盘1。\n除去象上述那样控制存储器64以外，系统控制器57还以这样一种方式控制记录位置，即，从存储器64读出的处于脉冲串形式的记录数据被连续地记录在磁光盘1的记录轨迹上。该记录位置通过监视由系统控制器57从存储器64读出脉冲串形式的记录数据的记录位置以及通过把指示关于该磁光盘1的记录轨迹上的记录位置的控制信号送到伺服控制电路56进行控制。\n下面来介绍磁光盘的记录/再生单元的再生系统。该再生系统被用来对连续地记录于该磁光盘1的记录轨迹上的已记录数据进行再生。该再生系统包括一个解码器71，一个重放输出被送到该解码器。该重放输出是利用来自光记录头53的激光速跟踪磁光盘1的记录轨迹而产生的。由光记录头53检测反射的激光束并由RF电路55转换成双电平数据。被记录的数据不仅可以从磁光盘1读出，还可以从与所谓密致盘同类的只读(或单放)光盘上读出。\n解码器71是上述记录系统的编码器65的对应物，并执行对于误差校正的上述解码或关于RF电路55的双电平重放输出的EFM解码。解码器71还以75区/秒的传输速率再生立体声B模式ATC音频数据，它比用于立体声B模式的正常传输速率要快。由解码器71获得的重放数据送到一个存储器72。\n受系统控制器57的控制，存储器72进行其数据的读与写，其方式是其来自解码器71的传输速率是75区/秒的重放数据以75区/秒传输速率的脉冲串形式写在该存储器中。以75区/秒的速率的脉冲串形式写入存储器72中的这种重放数据被9.375区/秒的立体声B模式的正常传输速率连续地从存储器72读出。\n系统控制器57控制存储器72，其方式是使得以75区/秒的传输速率将重放数据写入存储器72中，并以上述的9.375区/秒的传输速率从存储器72中连续地读出这些重放数据。在以上述方式控制存储器72的同时，系统控制器57控制该重放位置，以使得在该系统控制器57之控制下以脉冲串形式写入存储器72的重放数据被连续地从磁光盘1的记录轨迹上再生出来。重放位置被控制，以使得用于重放数据的重放位置受系统控制器57的监视，并将一个指示该磁光盘1或光盘的记录轨迹上的重放位置的控制信号发送到伺服控制电路56。\n当以9.375区/秒的传输速率连续地从存储器72读出而作为重放数据时获得的立体声B模式ATC音频数据被送到ATC解码器73。ATC解码器73是记录系统的ATC编码器63的对应物。ATC解码器73还有由系统控制器57所指示的操作模式，其方式是，例如，该立体声B模式ATC数据通过比特扩展的方式用8的因数进行扩展以再生16比特的数字音频数据。来自ATC解码器73的数字音频数据被送到D/A转换器74。\nD/A转换器74把来自ATC解码器73的数字音频数据变换成模拟信号，以形成模拟音频输出信号AOUT。经一个低通滤波器75，该模拟音频输出信号AOUT在一输出端76被输出。\n下面来介绍上面提到的压缩数据记录和/或再生装置的IC卡记录单元。该模拟音频输入信号AIN从输入端60经过低通滤波器61送到一个A/D转换器62以便量化。来自A/D转换器62的数字音频信号被送到一个附加压缩器84，它是一个可变比特速率型的编码器，执行一种所谓的熵编码。因此，当数据被从存储器85读出或写入该存储器时，附加压缩器单元84执行熵编码。来自附加压缩单元84的、以可变比特速率被压缩且编码以进行熵编码的数据经过一个IC卡接口电路86记录在IC卡2上。通过增加正交变换数据组的尺度或扩大一频域数据组的频率宽度的方法，当然有可能利用本发明实现一个恒定的低比特速率的记录，以便使具有涉及量化和/或受量化噪声影响而不受执行诸如熵编码的可变比特速率压缩影响的辅助信息的数据组浮动。\n同时，来自用于磁光盘1的记录/再生单元的重放系统的解码器71的压缩数据(ATC数据)不经扩展被传送，即直接送到IC卡记录单元4的存储器85。这种数据传输是由系统控制器57在所谓的高速复制期内，对存储器85的控制下实现的。也有可能从存储器72将压缩数据送到存储器85。这种通过改变比特速率模式并通过降低比特速率而从磁光盘或光盘到IC卡的记录适于记录在每单元记录容量具有高造价的IC卡上。由于这种方式不伴有频率转换，其中，取样频率不论主要的比特速率模式如何，不必相同，因而是人们所希望的。实际的附加压缩是在附加压缩单元84中执行的。\n现在来说明所谓的高速数字复制操作。在高速复制期间，键输入单元58的复制键被启动，以便在从系统控制器57发出的指令下执行一个预制的高速复制。具体地说，来自解码器71的压缩数据直送到IC卡记录系统的存储器85，随即由附加压缩单元84作一个可变比特速率编码处理。该编码的数据再经一IC卡接口电路86记录在IC卡2上。如果立体声B模式ATC音频数据被记录在磁光盘1上，以系数8所压缩的数据则被从解码器71连续地读出。\n结果是，在高速复制期间，对应于用作立体声B模式实时基础的稳态时间持续期8倍长的一个持续期的压缩数据被连续地从磁光盘1产生出来。这种已压缩数据被熵编码或以低的恒定比特速率编码，以记录于IC卡，从而实现高达稳定复制速度8倍的高复制速率。同时，在高速复制中的相乘因数据随不同的压缩模式而改变。以比用于压缩的相乘因数高的速率而进行高速复制也可实现，在此情形中，该磁光盘1被以快于稳定转速若干倍的速度旋转驱动。\n如图2所示，应注意到，不仅是已压缩且已编码的数据以一恒定的比特速率记录在磁光盘1上，而且所记录的还是涉及通过附加的压扩方框3在数据的可变速率压缩和进行编码之时的数据量的信息。通过这样做，记录在磁光盘1上且可记录于IC卡2上的音乐数目的数字、以及可记录于IC卡2上的音乐数目的组合可通过读该数据量信息即时地得知。除去进行熵编码成为可变比特速率数据以外，从固定比特速率到较低比特速率模式的附加压缩可经附加压扩方框84执行。\n相反，如果涉及在以恒定比特速率进行比特压缩编码之时的数据量以及以可变比特速率压缩并进行编码所压缩的数据的信息被记录于该IC卡2上，则在传输数据时从IC卡2到磁光盘1的数据量，例如音乐数目，可被及时地得知。除去以可变比特速率压缩和编码的数据外，当然可能以固定比特速率在IC卡2中记录该已压缩且已编码的数据。\n图3是按照图1设计构成的压缩数据记录/再生装置5的正视图。装置5有一个用于磁光盘或光盘的插入部分6和一个用于IC卡的插槽7。盘和IC卡可彼此分离地安置并以一电缆(未示出)连接。\n现在来详述高效压缩及编码。即参考图4来说明用以对输入的诸如音频PCM信号的数字信号进行高效率编码的技术，例如采用子带编码(SBC)、自适应变换编码(ATC)和自适应比特分配的技术。\n图4所示的高效编码装置中，输入数字信号的频带范围被分成多个频带、以使得两个相邻的较低的多数频带是一个相等带宽，并且沿频率增加的方向上的带宽逐渐变宽。输入的数字信号从一个频带正交变换到另一个频带，以产生频域频谱数据；该频谱数据以比特数目进行编码；这些比特数目以用作较低频率范围的所谓临界频带为基础被自适应地分配。这种自适应分配考虑了了人的听觉特点，如后面所述。此外，从用于更高频率范围的临界频带再分割出更小宽度的频带，以便提高数据组浮动的效率。这种数据组通常令变得易受量化噪声影响的数据组，它是基于所产生的量化噪声的数据组。此外，利用本实施例，在正交变换以前，根据输入信号，数据组的尺度或数据组的长度被自适应地改变，并以数据组为基础进行浮动。\n参考图4，具有0至22KHZ的频率范围、取样频率是44.1KHZ的音频PCM信号送到输入端100。这些信号由一个诸如QMF滤波器的频率分割滤波器101划分成具有频率范围从0至11KHZ和频率范围从11至22KHZ的信号。具有频率范围从0至11KHZ的信号被类似地由一个诸如QMF滤波器的频率分割滤波器102划分成具有0至5.5KHZ频带的信号和具有5.5至11KHZ频带的信号。来自频率分割滤波器101和102的不同频带的信号被送到一个正交变换数据组尺度判定电路106，以便以频带为基础确定其数据组尺度。利用正交变换数据组判定电路106，根据的数据组尺度例如11.6ms的长度是最大的数据组尺度。如果信号是暂属稳定，该正交换数据组的尺度被置于其最大值11.6ms，以便提高频率的分辨率。如果信号暂属非稳定，该正交变换数据组的尺度对于频率不高于11KHZ的频带和频率高于11KHZ的频带分别地再分成四个和八个区，以改善时间分辨度。\n在各种将上述输入数字信号分割成多个频带的技术当中，其中例如QMF滤波器在1976年的B.S.T.J技术的第55卷中由R.E.Crochiere的文章“子频带中的语言数字编码”中讨论过。滤波器划分成等带宽的技术在波士顿出版的1983年的ICASSP中由Joseph H.Rothweiler的“多相位正交滤波器一新的子带编码技术”一文中讨论过。\n再来参考图4，各频带的频率分割滤波器101和102的输出被送到正交变换电路103、104和105。由正交变换尺度判定电路106确定的数据组的尺度被送到正交变换电路103至105，它们的输出被分组，即按照数据组的尺度形成数据组，以便正交变换。图5示出了正交变换数据组的尺度。因此，11.6ms(长模式)的数据组尺度或2.9ms(短模式)的数据组尺度被选作低至中频范围，而11.6ms(长模式)的数据组尺度或1.45ms(短模式)的数据组的尺度被选作高频范围。所选定的数据组尺度在端点111输出并从此送到解码电路。\n作为上述正交变换的一个例子，有这样的一种正交变换，其中的输入音频信号被分成预置长度(帧)的时间数据组，并由快速付立叶变换(FFT)、余弦变换(DCT)或修正的DCT(MDCT)处理，以将时域信号变换成频域信号。有关MDCT的讨论可以在由J.P.Princen和A.B.Bradly于1987年在ICASSP上发表的“以时域混淆消除为基础的采用滤波器组设计的子带/变换编码”一文中找到。\n鉴于覆盖效应，基于考虑上述临界频带及数据组浮动被分割的频谱数据而考虑到数据组的浮动，比特分配计算电路107计算每一临界频带和从该临界频带分出的每一频带的覆盖量。此外，考虑到数据组的浮动，根据对于每一临界频带和从该临界频带分出的频带的能量或峰值，并根据覆盖量，比特分配计算电路20计算用于各频带的被分配比特的数目，并将所得信息送到自适应分配及编码电路108。根据在比特分配计算电路107中分配给各自频带的比特数目，自适应比特分配及编码电路108再量化该频谱数据或MDCT系数数据。以此种方式编码的数据在输出端110输出。\n图6示出了一个示意方框电路图，即一个比特分配计算电路107的具体实施例的设计，其中来自MDTC电路103至105的频域频谱数据被送到输入端21。\n频域输入数据被送到基于频带的能量计算电路22，该电路考虑了数据组浮动和覆盖量，通过计算在各频带内幅值的总和而得到临界频带以及从该临界频带分出的频带的能量。也可以采用峰值或均值来代替各频带的能量。作为能量计算电路22的输出的指示，各频带的每一个幅度和值的频谱成分在图7中以SB所示。考虑到数据组浮动和覆盖量，图7中示出了B1至B12这样12个频带，指示该临界频带和从该临界频带组分出的频带，以简化绘图。\n可以看到，以预置加权函数相乘每一频谱成分SB以考虑覆盖效应的操作是通过卷积的方式实现的。最后，基于频带的能量计算电路22的输出，即，频谱成分SB的每一个值被送到卷积滤波器电路23。该卷积滤波器电路23的组成包括，多个延时部件，用于顺序地延时输入数据；多个乘法器25个与各频带相关联的乘法器，用于倍增具有滤波器系数或加权函数的延时部件的输出；以及一个加法器，用于取和各乘法器的输出。通过这样卷积，找到由图7中虚线表示的各部分的和。“覆盖”是指一种现象，由于人的听觉的特性，在此现象中，某此信号被其它信号所掩盖而听不到了。覆盖效应可分类成由时域音频信号产生的时域覆盖效应和由频域信号产生的共生覆盖效应。借助于这种覆盖效应，出现在被覆盖部分的任何噪声就变得听不见了。在实际的音频信号中，在被覆盖区内的噪声是一个允许噪声。\n以卷积滤波器23的各滤波器的倍乘系数或滤波器系数的实例为例，如果对于一个任选频带的乘法器M的系数是1，在乘法器M-1、M-2、M-3、M+1、M+2和M+3处的延时单元的输出由系数0.15、0.0019、0.0000086、0.4、0.6和0.007所乘，其中的M是1至25的一个任意整数，以便执行频谱成分SB的卷积。\n卷积滤波器电路23的输出被送到一个减法器24，以便在卷积区内找到与允许噪声电平相对应的电平α。同时，象下面要被描述的那样，该可允许的噪声电平α是这样一个电平，它将对于每一个经解卷积的临界频道给出一个可允许的噪声电平。减法器24具有一容限函数(表示覆盖电平的函数)，以发现该α电平。通过增加或降低容限函数，控制电平α。该容限数由一个(n-ai)函数产生器25提供，现解释如下。\n即，从等式(1)得到对应于可允许噪声电平的电平α：α＝S-(n-ai)         (1)其中i是从较低侧开始顺序地给予的临界频带的数字，n与a是常数，其中a＞0，且S是已卷积的Bark频谱的强度。在等式(1)中，(n-ai)表示容限函数。在本实施例中，通过设置使n＝38而a＝1，可以在不存有音色质量缺陷的情况下实现最佳编码。\n以此方式确定、并被送到除法器26的电平用于解卷积在已卷积区域内的α电平。借助于这一解卷积，从电平α找到覆盖频谱。这种覆盖频谱属于可允许的噪声电平。虽然这种解卷积是属于复杂的运算逻辑步骤，但借助于除法器26的使用，在本实施例中它是以一种简化形式执行的。\n经一合成电路27将覆盖频谱送到减法器28，该减法器28被提供有基于频带的能量检测电路22的输出，即上述的频谱成分SB。如图8所示，减法器28从频谱SB中减去覆盖频谱，以便覆盖频谱成分SB中低于覆盖频盖MS电平的部分。\n经一个可允许噪声校正电路30，减法器28的输出信号在输出端31输出，并传送到一个未示出的ROM，其中事先存有关于被分配比特数目的信息。根据减法电路28经一可允许噪声校正电路30所提供的输出，即，根据各频带以及噪声电平设置装置的输出能量之间的差之电平，该ROM输出涉及用于每一频带的所分配的比特数的信息。这种涉及所分配比特数的信息被送到自适应比特分配和编码电路108，以使得来自MDCT电路103至105的频域频谱数据以分配给各频带的比特数而被量化。\n总之，考虑到数据组的浮动，根据覆盖量以及在噪声电平设置装置的输出和临界频带及从该临界频带分出的频带中的能量之间的差之电平，自适应比特分配及编码电路108利用分配的比特数对基于频带的频谱数据进行量化。考虑到在合成电路27的上游所产生的延时，提供有延量电路29用以对来自能量检测电路22的频谱成分SB进行延时。\n合成电路27将覆盖频谱MS和来自最小听力曲线RC的数据合成。该RC曲线出自最小听力曲线产生电路32，它表示了如图9所示的人的听觉特性。如果绝对噪声电平低于最小听力曲线，该噪声就听不到了。即使其编码是以同一方式形成，但最小听力曲线不同于在重放电平中的差值。然而，在实际的数字系统中，在音乐当中，由于在进入16比特动态范围的方式中没有明显的不同，因而可以假设，如果过人耳最敏感的4KHZ频率的邻近频率范围内的量化噪声听不到的话，则在任何其它频率范围上低于该最小可听曲线电平的噪声都听不到。假设该记录/重放装置被采用，以使得在4KHZ(对于由该系统采用的一个字长)邻近的噪声不被听到、而且通过最小听力曲线RC和覆盖频谱MS的合成获得可允许噪声电平的话，该可允许噪声电平可达至由图4中的阴影线所指示的电平。在本发明实施例中，最小听力曲线的4KHZ电平与对应于诸如20比特的最小电平相匹配。在图9中，还示出了信号频谱SS。\n此外，根据来自校正信息输出电路33的等音量曲线信息，可允许的噪声校正电路30校正在减法器28的输出信号中的可允许噪声电平。等音量曲线是涉及人耳听觉特性的特性曲线，它是通过以与1KHZ的纯声调的同样的音量收听不同频率而发现其声压、并通过将这些声压的一条曲线相连接而得到的。它也被称作一个等音量灵敏度曲线。该等音量曲线还勾画出一条实质上与图9所示的最小听力曲线相同的曲线。利用该等音量曲线，即使是声压从1KHZ的声音降低了8到10db，在4KHZ邻近的声音听起来也与1KHZ的声音有同样的响度，相反，对于在50KHZ邻近的声音，除非是其声压比1KHZ的声音的声压高出大约15个db，它不可能听起来与1KHZ的声音有同样的音响。因此可以看到，超过最小听力曲线并在可允许噪声电平之内的噪声最好是具有由一个与等音量曲线相吻合的曲线所表示的频率特征。因而可以看到，从等音量曲线的观点来看，可允许噪声电平的校正是与人的听觉特性相一致的。\n同时，根据在量化时间内在自适应比特分配及编码电路108处的输出信息(数据量)量的检测输出和最终编码数据的目标比特率之间的误差，校正信息输出电路33可设计来校正可允许噪声电平。也有这样的情况，即，通过对完全的比特分配单元数据组的瞬时自适应比特分配所获的比特总数不同于由最终编码数据比特率所确定的预置比特数(比特目标数)，因而使比特分配被重作，以使得其差变为零。就是说，如果已分配的比特总数小于比特的目标数，则对应于该差的比特被自适应地分配到各个单元数据组，反之，如果是已分配的比特总数大于比特的目标数，则对应于其差的比特被扣除地分配到各个单元的数据组，最终，根据误差数据，来自目标数目的分配比特的总数中的一个误差被检测，并且，用于校正分配比特数目的校正数据由校正信息输出电路33输出。如果该误差数据指示出比特数目的短缺，其每个单元数据组有可能采用更多比特，以使得数据量超过比特的目标数。如果误差数据指示比特数的超出，有可能每单元数据组较少的比特数就足够，从而使数据的总量少于该目标数。结果是，校正信息输出电路33响应该误差数据以输出校正值，由此，根据等音量曲线的信息，校正在减法器28一个输出的可允许噪声电平。校正值送到可允许噪声校正电路30，以校正来自减法器28的可允许噪声。利用上述的系统，通过用于量化的辅助信息来处理正交变换输出频谱所获得的数据作为主信息，而指示数据组浮动或字长数据状态的标度因数产生作为用于量化的辅助信息。主信息和辅助信息被从编码器送到解码器。\n比特分配计算电路107被设计为如图10例所示。通过参考图10，来介绍不同于上述比特分配技术的下述有效的比特分配技术。\n经图10中的输入端300，图4中的MDCT电路103至105的输出被送到适于计算基于频带能量的一个能量计算电路301。在基于频带能量的计算电路301中，对于较高频的每一临界频带和每一分组的频带的信号能量由计算在各频带中的幅度均方根值而得到。同时，可采用该幅度的峰值或均方根值来取代基于频带的能量。\n对于较高频的各临界频带或从该临界频带分出的频带之和的基于频带的频谱成分作为从能量计算电路301的输出而成为图7所示的频谱成分SB(Bark频谱)。\n在本实施例中，如果指示MDCT系数的比特数目用来以1Kbits/S发送或记录，在使用1Kbits的本实施例中则形成一个固定的比特分配图案。在本实施例中，提供用于固定比特分配的多个比特分配图案并根据信号的性质有选择地使用。在本实施例中，固定比特分配电路307具有多个图案，其中对应于1Kbits的短时间数据组的比特分布于不同的频率。固定比特分配电路307包括具有不同比特分配比率的多个图案，用于中至低频，及用于高频。对于较小的信号幅度具有较少的分配到高频的比特数选用这种图案。以这种方式，就有可能利用音响效应的优点，其效应是对于较高的频率的灵敏度对于较小的信号幅度变得较低。虽然整个范围信号的幅度可被用作信号幅度，但也可以利用一个MDCT输出或包括诸如一个滤波器的非分组频率分割电路的一个输出。该1Kbits的可用比特数设置为例如输入电路305的可用总比特数。该比特总数可从外界输入。\n能量计算电路301的输出还被送到一个能量从属比特分配电路306，该电路从基于频带的能量得到能量从属比特分配图案。该能量从属比特图案如此设置，即一个给定频带的能量越大，分配给该频带的比特数也越大。\n参考图10，固定比特分配图形和根据Bark频谱(频谱SB)的比特分配之间的分布比率由指示信号频谱平滑度的一个索引置定。即在本实施例中，能量计算电路301的输出被送到一个频谱平滑度计算电路302，在其中，以信号频谱成分的和所划分的信号频谱成分相邻值之间的差值的绝对值之和被发现且被用作信号频谱平滑度(音调)的索引。一旦这种音调被确定，即在比特分布比率判定电路304中得到上述的分配比率。同时，该分布比率用于改变固定比特分配和能量从属的能量分布之间的加权比率。\n来自比特分配比率判定电路304的比特分布率数据送到乘法器312。乘法器312还被提供有固定比特分布电路307的输出，同时，能量从属比特分布电路306的输出被送到乘法器311。乘法器311和312的输出送到取和电路308。即，由固定比特分布确定的比特数以及由频谱从属比特分布确定的比特数(根据临界频带和从该临界频带分出的用于高频的频带的能量)的每一个都由上述的分布率的值相乘，产生的乘积由取和电路308相加。产生的和数据经输出端309(基于频带的比特分配的输出端)送到用于量化的下行电路。\n在此处的比特分配的方式如图11b和12b中所示。相关的量化噪声的状态如图11a和12a所示。图11a和11b示出了一个平坦信号频谱，而图12a和12b示出了展现出高频音调的信号频谱。在图11b和12b中，Qs表示取决于比特量的信号电平，而QF表示对应于固定比特分配的比特量。图11a和12a中，L表示信号电平，而Ns与FF分别表示依赖于噪声降低的信号电平及起因于固定比特分配的噪声电平。\n在图11b中示出了较平坦信号频谱，起因于固定比特分配一个较大量的比特分配用于确保在整个频率范围内的一个较大信噪比，可是，如图11b所示，较小数目的比特被分配用于低频和高频范围，因为这些范围对听觉不那么关键。如图11以Qs所示的那样，借助于用于低频与高频的较少比特数的信号电平从属分配，具有较大信号幅度的频带的噪声电平被有选择地降低。结果是，对于一较平坦的信号频谱来说，频率范围选择性变宽。\n相反，如果象图12b所示那样，该信号频谱指示高音调，则由信号电平从属比特分配确定的一个大的比特数被用来降低由图12a中的Ns所指示的一个极窄频带的量化噪声。这就改善了单独的频谱输入信号的特性。而且，借助由固定比特分配所确定的较少的比特数，该噪声电平可在一宽频率范围上被无选择地降低。\n再看图4，来解释自适应比特分配和编码电路108。在本实施例中，有两种比特速率模式A和B，例如，比特速率的A模式具有128Kbps/频道，而比特速率的B模式具有1/2的A模式的特速率，即64Kbps/频道。然而也可以是多于两个比特速率的模式。\n首先解释模式A(A-模式)的编码方法。图13和14示出了用于A模式数据组浮动频带划分的典型实例。在图13中，正交变换数据组尺度是11.6ms，而在图14中，频率范围被分成4个和8个分别用于低频至中频范围和用于高频范围的频带，数据组浮动频带的总数是相同的且等于52。至于作为频率分割滤波器101和102的输出的数据组浮动频带的数目，有20个数据组浮动频带用于低频范围和16个数据组浮动频带用于中频至高频范围。由于不论正交变换数据组的尺度如何，这些数目都保持固定，所以既使该正交变换数据组的尺度独立地从一个频带变到另一个频带，也不会有什么不便利。例如，如果低频范围和中频至高频范围分别按照图14和13所示那样进行分割，假设仅对于低频的区域，数据组尺度是1.6ms用4除，而对于中至高频率区域数据组尺度是11.6ms则用于数据组浮动频带的总数则等于52。在自适应比特分配编码电路108中，其中有对于52个数据组浮动频带的每一个作为标度因数和字长相吻合的信息数据，根据该相吻合的标度因数和字长，将频谱数据量化并编码。\n已编码的数据在输出端110输出，以用于记录和传输。\n接下来解释用于B模式的编码方法。由于用于B模式的比特速率是用于A模式的比特速率的一半，如果编码的方法保持与用于B模式的方法一样，则辅助信息，诸如标度因数、字长度之类的信息量不改变，而只有主信息、即频谱数据的量被缩小。即，利用B模式，辅助信息在全部信息量中的比率被增加，因而与A模式相比其编码效率下降。如果比特速率减半，则希望不仅是主信息的量而且是辅助信息的量值也被减至一半或更少。在本实施例中，辅助信息量的减少是通过获得在两个暂时相邻的数据组之间的辅助信息之值而实现的。即，当与用作A模式的信息量相比，对于B模式来说将辅助信息量减半。由于用于A模式的辅助信息量是与数据组频带数目量基本一样，它等于52/11.6ms。对于B模式来说，由于该数据组浮动频带是随着时间标度的扩展而被扩展，该辅助信息量等于52/23.2ms。因而，在用于B模式的相同时间间隔内的辅助信息量是用于A模式的一半。图15至17示出了用于B模式数据组浮动频带划分的一个例子。\n在图15的曲线中，两个暂时相邻数据组的正交变换数据组尺度为长模式。由实线所勾绘的区域的每一个表示一个正交变换数据组，而每一个阴影区指示一个单个数据组浮动频带或由一个且同一个辅助信息代表的区域。\n即，图15中所示的数据组浮动频带是通过沿如图13中所示的用于A模式的时间标度的两个相邻数据组浮动频带的组合而形成的。从另一个说法来谈，对于图13A模式而言设置用于两个暂时相邻数据组浮动频带的辅助信息被共用，以使得同一辅助信息被设置用于这两个数据组浮动频带。\n如果沿频率标度看，数据组浮动频带和辅助信息之间的关系与图13中所示的关系相同。\n在图16的曲线中，两个暂时相邻数据组的正交变换数据组的尺度都是短模式。实线所勾划的区域的每一个都表示一个正交变换数据组，而阴影区的每一个表示一个单一的信号数据组浮动频带。即，图16中所示的数据组浮动频带是通过对图14中A模式的沿时间标度相邻的两个数据组浮动频带的组合而被形成。沿频率标度将频率划分成频带的方式与图14中所示的方式相同。\n在图17所示的曲线中，在两个暂时相邻数据组之间的正交变换数据组尺度是不同的，即，这些数据组的正交变换数据组尺度是长和短模式的组合。由实线勾划出的面积的每一个表示一个正交变换数据组，而阴影区的每一个表示一个单一数据组浮动频带。在图17中，具有短模式正交变换数据组尺度的数据组，即用于0-11.6ms中频范围以及11.6至23.2ms的低频与高频范围的数据组与图16中示出的短模式数据组相同。\n更详细地说，沿图14所示A模式的数据组浮动频带的时间标度暂时相邻的两个频带被共组在一块儿，换句话说，设置在两个暂时相邻数据块浮动频带中的辅助信息被共用，以使得同一辅助信息被设置得用于两个数据组浮动频带。\n沿频率标度来看，频率分成频带的方式以及数据组浮动频带和辅助信息之间的关系与图14所示情况保持相同。\n至于说具有长模式正交变换数据组尺度的数据组、即在图17中所示的用于0至11.6ms的低和高范围及用于11.6至23.2ms的中范围的数据组，由于在这些数据组中的数据组浮动频带在沿时间标度上不被划分，则不可能沿时间标度组合频带或在两个相邻数据组浮动频带之间使用共用的辅助数据，沿频率标度上彼此相邻的两个频带被组成一个频带作为特殊范围。另一方面，为沿频率刻度上彼此相邻的两个浮动频带所设置的辅助信息被共用，以便相同的辅助信息被设置为这两个数据组浮动频带。若观察沿时间标度的情况，在数据组浮动频带和辅助信息之间的关系与图13中所示的情况相同。\n因此，与A模式的情况相比较，对于取自B模式辅助数据数目来说，沿时间标度或频率标度的两个彼此相邻数据组浮动频带被共用，或者是，沿时间标度或频率标度的两个彼此相邻的数据组设置的辅助编码装置的功能。参考图19的实施例，现来说明从A模式的编码数据到B模式的编码数据以及从B模式的编码数据到A模式的编码数据的转换。\n首先谈从A模式到B模式的转换。以A模式编码的已编码数据送到输入端501，而编码的正交变换数据组尺度信息送到输入端503。该正交变换数据组尺度信息在编码转换电路508中进行码转换，从表示用于A模式的正交变换数据组尺度的码变换成表示用于B模式的相应的码。经码转换的信息被送到一个比特分配计算电路507，而且在输出端513输出。\n码转换器508的功能只是简单把用于A模式的两个数据组的正交变换数据组尺度信息成组在一起，以便通过用于B模式的编码对结果信息进行编码而不引起在信息内容上的任何改变。\n编码数据A被送到自适应比特分配和解码电路505，在那里通过解码和反向量化而被恢复成频谱数据。产生的频谱数据被送到比特分配和计算电路507用于比特分配。比特分配和计算电路507与上述的比特分配与计算电路107具有同样的功能。\n恢复的频谱数据被送到一个用于B模式的自适应比特分配和编码电路506，以便按照上述的B模式进行编码。经量化和编码的数据B在输出端511被输出。因此，借助于包括用于A模式的解码电路以及用于B模式的编码电路的组合的简化电路实现了从A模式到B模式的转换，以使得能够高速转换。\n对于从B模式到A模式的转换，已编码的数据B(以B模式编码)被送至输入端512，而已编码的正交变换数据组尺度信息被送到一个输入端514。正交变换数据组尺度信息由一个码转换器509从表示用于B模式的正交变换数据组尺度的编码被码转换成表示用于A模式的正交变换数据组尺度的码。经码转换的数据组尺度信息被送到一个格式转换电路510，而且在输出端504输出。\n码转换器509的功能与码转换器508的功能相反，其功能只是简单地把用于B模式的已编码正交变换数据组尺度信息分成用于A模式的两个数据组的编码数据。\n该已编码的数据B被送到格式转换电路510，在被从输出端502输出之前，这些已编码数据被直接地转换成A模式格式的数据。在两个模式之间，比特速度没有实质的改变，从而使只有大致为一半的主信息被用于A模式格式。也可能实现由按照上述的从A模式到B模式转换进行编码之后进行比特解码和再分配。然而，这样做会使得即使实质信息量增加，也会因重新量化引进音质劣变。由于可以通过格式转换实现从B模式到A模式的转换，即通过简单的编码数据重新排列实现，所以转换的速度可被进一不提高。\n参考图20来说明解码装置。在频域中已编码的数据从图4的输出端110送到输入端210。该已编码的数据先被送到解码电路208进行自适应比特分配，再被解码成在频域中的频谱数据。\n正交变换数据组尺度信息从图19中的编码装置送到输入端211，从而送到用于不同频道的反向正交变换电路203、204和205。就上述频谱数据来说，用于从0至5.5KHZ频带的数据送到反向转换电路203，用于从5.5至11KHZ频带的数据送到反向转换电路204，而用于从11至22KHZ频带的数据送到反向转换电路205。借助于从203至205的电路，根据上述的正交数据组尺度信息对这些频谱数据进行反向正交变换。\n反向正交变换电路204和205的输出由一个频带合成滤波器202所合成，而反向正交变换电路203和该合成滤波器202的输出由频带合成滤波器201所合成，以便在输出端200作为重放信号输出。\n本发明并不局限于上述的实施例。例如，两个记录/重放介质可以用数据传输电缆所互连而不需将两个介质装入一个系统中。本发明不仅可以应用于一个PCM信号，而且还可用于数字语音信号或数字视频信号。上述最小听力曲线的合成也可以不考虑，在此种情况中，最小听力曲线产生电路32或合成电路27可被略去，而减法器24的输出可以直接地经除法器26之后送到减法器28。此外，可以采用多种的比特分配技术，例如固定比特分配、基于信号频带能量的比特分配以及包含固定比特分配和可变比特分配之组合的比特分配。\n如上所见，本发明提供了用于将压缩的数据记录到一记录介质上的一种装置及其方法，由于不受用于不同模式的比特速率性质的不同的影响而采用同一取样频率，从而有可能防止取样频率信号产生电路及其硬件规模上的增加。\n当以低比特速率进行编码时，借助于对时域中彼此相邻的多个数据组浮动频带、或对在一个且为同一个时间组的用于记录或传输的数据组中沿频域彼此相邻的多个数据组浮动频带使用同样的辅助信息，并且通过正交变换数据组尺度来改变辅助信息将被其共用的数据组浮动频带的组合，使得有可能在降低辅助信息量的同时使对量化和编码效率的影响减至最小。所节省的辅助信息可分配给主信息，以便改善量化及编码效率。\n如果希望把高比特速率模式压缩信号转换成用于长时间记录的低比特率模式信号，可以通过只在频域中的数据转换而无需将原始频域压缩信号转换成相对应的时域信号来产生该低比特速率的压缩信号。由于正交变换、反向正交变换和频带划分及合成滤波的过程可被省去，因而可实现高速信号的传输。