电梯中永磁同步电机的无编码器运行方法和设备

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技术领域\n本发明涉及感知电梯电机位置的领域，具体涉及不使用编码器而感 知电机位置。\n背景技术\n在交流(AC)驱动的电机控制行业中，不使用任何机械的位置或速 度传感器具有相当多的益处。这样的运行模式通常称为无传感器控 制。由于轴传感器昂贵、容易损坏，并要求附加布线，所以从电机控 制配置中去掉轴传感器就可能降低系统的成本，提高整体可靠性。\n只有当施加的定子波形，一般地是电压，具有与转子位置相对应的 相位，同步AC电机才能实现希望的转矩输出。于是，知道转子位置对 电梯驱动的平滑运行就很必要了。\n本发明使用永磁同步电机(PMSM)的特性来判定电机的位置。电机 依赖于电磁学的两个基本原理。第一是每当电流通过导线时，在导线 周围产生强度与电流大小成正比的电磁场，第二是每当导线穿过磁场 而运动时，将在导线中产生电流，电流依赖于磁场强度、导线尺寸以 及导线穿过磁场运动的速度和距离。\nPMSM电机是一种AC电机，包括被称为定子的静止部分和被称为转 子的旋转部分。在定子上安装导线绕组和南-北磁极以使在绕组中产 生的AC电流产生沿着定子旋转的磁场。旋转磁场与由转子上的永磁体 产生的磁场相互作用。所产生的转矩量取决于定子磁场与转子磁场之 间的角位移。当磁场适当对准时产生最大转矩。因此，为了使转矩最 大化，转子磁场的角位置必须是决定的并且是已知的。\n已经尝试快速和可靠地确定同步电机转子位置的方法。 T.Aihara，A.Toba，T.Yanase，A.Mashimo和K.Endo在题目为 “Sensorless Torque Control of Salient-Pole Synchrinous Motor at Zero-Speed Operation(零速运行时凸极同步电机的无传感器转 矩控制)”的论文，1999年IEEE学报电力电子分册的第14卷第10 期上202到208页，描述了一种使用PMSM的反电动势的无传感器位置 和速度控制。电压信号被加到d轴，并观测q电流的响应。使用快速 付立叶变换(FFT)进行处理。\nM.，J.Corley和R.，D.Lorenz在题目为“Rotor Position and Velocity Estimation for a PMSM at Standstill and High Speed (在静止和高速时对PSMS的转子位置和速度估计)”的论文，1996 年IEEE IAS年会论文集36到41页，描述了给两个轴注入探测信号(但 是主要在d轴，在论文中标为q轴)，随后将q电流用于确定位置。该 算法表明了静态偏移量。\n两个题目均为“Method and Apporatus for Transducerless Position and Velocity Estimation in Drives for AC Machine(AC 电机驱动中无传感器位置置和速度估计的方法和设备)”，专利号为 5,585,709和5,565,752(Jansen等)的美国专利中描述了在电机定子 绕组的基本驱动频率上加入高频信号的方法。\n题目为“System for Speed-Sensorless Control of an Induction Machine(感应电机的无速度传感器控制系统)”、专利号为 6,137,258(Jansen)的美国专利中描述了一种凸极性跟踪器，它是第 二级装置，用于预测感应电机的转子位置。\n题目为“Method and Apparatus for Transducerless Flux Estimation in Dives for Induction Machine(感应电机驱动的无 传感器磁通估计的方法和设备)”、专利号为5,559,419(Jansen等) 的美国专利，和题目为“带notch滤波器的改进电机电流控制器的电 气辅助驾驶系统”、专利号为0 943 527 A2的英国专利描述了notch 滤波器的使用。\nJ.M.Kim，S.J.Kang和S.K.Sul在题目为“Vector Control of Interior PMSM Without a Shaft Sensor(无轴传感器的PMSM内部 矢量控制)”的论文，1997年的应用电力电子会议的743到748页中， 描述了一种控制方法，其中通过在q轴注入探测电流信号来调节开关 模式，并且处理电压响应来估计位置误差。这就意味着被注入的频率 必须在电流调节器的带宽内。\n题目为“Sensorless Field Or ientation Control Method of an Induction Machine by High Frequency Signal Injection(利用高 频信号注入的感应电机无传感器磁场定向控制的方法)”、专利号为 5,886,498(Sul等)的美国专利描述了在与基本定子频率同步旋转的 参考框架中注入脉动高频信号。\n题目为“Electrical Angle Detecting Apparatus and Driving System of Synchronous Motor Using the Same(电角度检测设备和 使用电角度检测设备的同步电机驱动系统)”、专利号为 5,608,300(Kawabata等)的美国专利，以及题目为“Motor Control Apparatus and Method for Controlling Motor(控制电机的电机控 制设备和方法)”、专利号为5,952,810(Yamada等)的美国专利中考 虑到了阶跃和正弦信号注入到电机中的情况。在注入正弦的情况下， 使用带通滤波器来提取出响应的重要部分。这些说明集中在转子的初 始位置检测上。\n题目为“Sensorless Control System and Method of Permanent Magnet Synchronous Motor(永磁同步电机的无传感器控制系统和方 法)”、专利号为5,903,128(Sakakibara等)的美国专利中描述了调 节供电电压以便能从系统的响应来推断位置。但是，这种调节是相当 简单的(一个或两个脉冲)，所以可能产生有限的性能。\n发明内容\n简而言之，分别利用d轴电流和q轴电流与相应的d轴和q轴电流 调节器来控制永磁同步电机。在以下将详细说明的本发明的一个实施 例中，通过注入第一信号到d轴电流调节器输出，并观测q轴电流反 馈中的响应来确定电机的速度和位置。q轴电流反馈信号的部分使用与 第一信号相差90度的第二信号解调。被解调的信号在观测器控制器接 收之前最好先发送到低通滤波器。观测器控制器输出用来调节d轴电 流反馈信号的位置估计以及用来调节q轴电流的速度估计。\n依据本发明的实施例，确定永磁同步电机速度和位置的设备包括： 向电机提供d轴电流的d轴电流装置，d轴电流装置包括d轴电流反馈 回路；向电机提供q轴电流的q轴电流装置，q轴电流装置包括q轴电 流反馈回路；向d轴电流装置注入第一信号的装置；位置估计装置， 用于测量对被注入的第一信号响应的反馈电流以确定电机的估计位 置；以及速度估计装置，用于测量对被注入的第一信号响应的反馈电 流，以确定电机的估计速度。\n依据本发明的一个实施例，确定永磁同步电机速度和位置的方法包 括步骤：(a)向电机提供d轴电流，包括提供d轴电流反馈回路；(b) 向电机提供q轴电流，包括提供q轴电流反馈回路；(c)在d轴电流反 馈回路之外向d轴电流注入第一信号；(d)测量q轴电流反馈对被注入 的第一信号的响应以确定电机的估计位置；以及(f)测量q轴电流反馈 对注入的第一信号的响应以确定电机的估计速度。\n附图说明\n图1表示在本发明的一个实施例中使用的观测器控制器。\n图2表示本发明的无编码器驱动实施例的控制电路。\n图3表示与参考速度比较，利用本发明所获得的速度估计。\n图4A表示依据本发明的控制电路的另一个实施例。\n图4B表示依据本发明的控制电路的再一个实施例。\n图5A表示依据本发明的控制电路的再一个实施例。\n图5B表示依据本发明的控制电路的再一个实施例。\n具体实施方式\n数学模型\n电机的建模假定是标准的，包括磁路线性、磁极和相位几何对称， 不计齿转矩，并且互感和自感都具有偶次谐波(空间的)。我们假设只 有直流(DC)和二次谐波分量，因为包含高次谐波，只能使由永磁体产 生的磁通向量变得复杂。在这些假定下，可以写出在估计的同步框架 中电机的电气子系统模型。设$L_{\Sigma }=\frac{L_d+L_q}{2}$和$L_{\Delta }=\frac{L_d-L_q}{2},$其中L∑是d轴 和q轴电感的平均值，而LΔ是d轴和q轴电感的差值。带有“帽子” 的量(如)表示(x的)估计值，并且带有“～”符号的量表示误差，如 $\tilde{x}=x-\hat{x}.$于是可以写出电气子系统模型为\n$\left[\begin{array}{c}{v}_d\\ v_q\end{array}\right]\left(t\right)=\left[\begin{array}{cc}R& \\ & R\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right]+\left[\begin{array}{cc}{L}_{\Sigma }+L_{\Delta }\cos 2\tilde{\theta }& -L_{\Delta }\sin 2\tilde{\theta }\\ -L_{\Delta }\sin 2\tilde{\theta }& L_{\Sigma }-L_{\Delta }\cos 2\tilde{\theta }\end{array}\right]\frac{d}{\mathrm{dt}}\left[\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right]$\n$+\hat{\omega }\left[\begin{array}{cc}{L}_{\Delta }\sin 2\tilde{\theta }& -L_{\Sigma }+L_{\Delta }\cos 2\tilde{\theta }\\ L_{\Sigma }+L_{\Delta }\cos 2\tilde{\theta }& -L_{\Delta }\sin 2\tilde{\theta }\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\underset{‾}{i_d}\\ i_q\end{array}\right]+2\tilde{\omega }{L}_{\Delta }\left[\begin{array}{cc}-\sin 2\tilde{\theta }& -\cos 2\tilde{\theta }\\ -\cos 2\tilde{\theta }& \sin 2\tilde{\theta }\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right]$\n$+\omega \left[\begin{array}{cc}\cos \tilde{\theta }& \sin \tilde{\theta }\\ -\sin \tilde{\theta }& \cos \tilde{\theta }\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}0\\ \Phi \end{array}\right]$方程(1)\n机械子系统的模型为(H表示运动惯量，P表示极对数)\n$\frac{H}{P}\frac{\mathrm{d\omega }}{\mathrm{dt}}=L_{\Delta }{\left[\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right]}^T\left[\begin{array}{cc}\sin 2\tilde{\theta }& \cos 2\tilde{\theta }\\ \cos 2\tilde{\theta }& -\sin 2\tilde{\theta }\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right]+{\left[\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right]}^T\left[\begin{array}{cc}\cos \tilde{\theta }& \sin \tilde{\theta }\\ -\sin \tilde{\theta }& \cos \tilde{\theta }\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}0\\ \Phi \end{array}\right]-\mathrm{B\omega }-{\tau }_{\mathrm{Load}}$\n其中$\frac{\mathrm{d\theta }}{\mathrm{dt}}=\omega ,\frac{d\hat{\theta }}{\mathrm{dt}}=\hat{\omega }$方程(2)\n我们考虑参数估计中只使用电气子系统的情况，因为机械子系统在 参数估计上太慢。注意，原理上，我们使用标准的估计推理，就能够 从方程1中找到未知量(位置和电气参数)：测量电气量(电压和电流)， 处理信号以获得导数的良好的逼近(如利用静态滤波器或者其它的有 限带宽微分法)，并估计未知参数(如利用最小二乘法)。主要问题是我 们需要持续的激励，也就是信号应该有足够的变化(在正常运行时)以 便能够进行估计。但是，这个条件实际上一般是不满足的，并且，我 们对使能够估计的电压和电流的调节感兴趣，同时保持高能量效率运 行。接下来的问题是输入设计问题，也就是我们应该选择什么作为νd(t) 和νq(t)，-以便能从给出的方程中可靠地估计出位置和电参数R，L∑，LΔ。 这种“注入”应该不影响在低频(DC)时出现的能量转换。\n本发明的实施例以如下形式，在存在的电机控制命令中叠一个电 压信号：$\left[\begin{array}{c}{V}_d^i\\ V_q^i\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{V}_d& \cos \left({\omega }_{i}t\right)\\ V_d& \sin \left({\omega }_{i}t\right)\end{array}\right].$优选实施例使用叠加的电压信号为 $\left[\begin{array}{c}{V}_d^i\\ V_q^i\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{V}_d& \cos \left({\omega }_{i}t\right)\\ 0& \end{array}\right],$也就是Vdsin(ωit)＝0。注意到在没有位置误差$(\tilde{\theta }=0)$的 情况下，产生转矩的电流没有变化$(i_q^i=0).$实际上，注入的频率ωi是 在800-850Hz的数量级。注意到超过一般电梯驱动的运行范围，方程 (1)的最后一项，即反电动势一项，在注入频率ωi时可以忽略。从方程 (1)，在注入频率处的电流满足以下的方程：\n$\left[\begin{array}{c}{I}_d^i\\ I_q^i\end{array}\right]=\frac{1}{(L_{\Sigma }^2-L_{\Delta }^2)({\hat{\omega }}^2-{\omega }_i^2)+4L_{\Delta }^2\tilde{\omega }(\hat{\omega }-\tilde{\omega })+R^2+2j{\omega }_i{L}_{\Sigma }R}\left[\begin{array}{cc}{L}_{11}& L_{12}\\ L_{21}& L_{22}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{V}_d^i\\ V_q^i\end{array}\right]$\n方程(3)\n其中矩阵复数如下：\n$L_{11}=j{\omega }_i(L_{\Sigma }-L_{\Delta }\cos 2\tilde{\theta })-\hat{\omega }{L}_{\Delta }\sin 2\tilde{\theta }+2\tilde{\omega }{L}_{\Delta }\sin 2\tilde{\theta }+R$\n$L_{12}=j{\omega }_i{L}_{\Delta }\sin 2\tilde{\theta }+\hat{\omega }(L_{\Sigma }-L_{\Delta }\cos 2\tilde{\theta })+2\tilde{\omega }{L}_{\Delta }\cos 2\tilde{\theta }$\n$L_{21}=j{\omega }_i{L}_{\Delta }\sin 2\tilde{\theta }-\hat{\omega }(L_{\Sigma }+L_{\Delta }\cos 2\tilde{\theta })+2\tilde{\omega }{L}_{\Delta }\cos 2\tilde{\theta }$\n$L_{22}=j{\omega }_i(L_{\Sigma }+L_{\Delta }\cos 2\tilde{\theta })+\hat{\omega }{L}_{\Delta }\sin 2\tilde{\theta }-2\tilde{\omega }{L}_{\Delta }\sin 2\tilde{\theta }+R.$\n在估计方案中，可以从L21项中推出位置误差。对L21虚部的计算能 使在高速运行区域速度关系曲线的影响最小。注意，电阻实际上对增 大分母的相位有重要影响，可能使估计具有挑战性。但是，可以选择 注入的频率，以使涉及ωi的项在所有表达式中占主要地位。更进一步， 可以计算希望运行点的典型延迟，并且随后再补偿。在我们的试验中， 使用足够高的注入频率(ωi/ωrated≌20)以改善信噪比。\n注意到当电压前馈信号被注入到d轴(d＝直轴或磁轴)时，于是在 注入信号频率处的d轴信号相位和q轴(q＝交轴或转矩轴)信号值可以 通过电流调节器中的反馈电流来改变。为防止注入信号的失真，在注 入前馈电压之前使用足够带宽的陷波滤波器。还注意到估计框架中的q 轴反馈电流包含了在注入频率处的位置误差信息。一种使这种误差趋 于零的有效方法是使用观测器。\n参考图1，所示的观测器控制器10(如在此所描述的特征多项式 中提到的第三级观测器)具有一个输入$\alpha \tilde{\theta }(\tilde{\theta }=\theta -\hat{\theta }),$为位置误差。第三 级位置估计装置包括：输入由放大器12放大，并分别通过积分器 14和放大器16。放大器16和积分器14的输出在18上合成。输出18 通过积分器20，并在通过积分器24之前与放大器16的输出在22上合 成，以产生位置估计值频率估计值从积分器20的输出得到。观 测器代替现有技术中的编码器。观测器改变位置估计使得位置误差 信号在它的输入上趋于零，也就是估计的转子位置趋于接近实际的转 子位置。观测器估计(观测)电机轴的位置和速度以及在电梯电机的需 求和由电力电子提供的需求之间失配转矩量。按照现在的情况，该观 测器不同于为相同目的设计的其它观测器。对Kp、KI和β的选取使特 征多项式s3+βs2+Kps+Ki满足动态要求。Kp是系统的比例常数，而KI是 系统的积分常数。在此情况下，使用了磁极定位方法，我们选择所有 以20rad/sec放置的磁极。无传感器控制算法初始化所需的信息最初 可从单独的初始位置检测算法获得的，例如，在专利号为 5,608,300(Kawabata等)的美国专利或专利号为5,952,810(Yamada 等)的美国专利中描述了一算法，也即，每当电梯提升刹车之前执行。\n参考图2，示出本发明无编码器驱动的实施例的控制电路30。永 磁同步电机32由PWM(脉宽调制)转换器34的输出来控制。电机32输 出一个实际的位置θ和实际的转速ω。电流传感器36、38、40感知PWM 转换器24的输出，并且它们的输出一般是在3/2变换块42中由软件 来转换的，在3/2转换块中测量信号在静止框架中由3相转换成2相。 这2相信号乘以静止的同步变换矩阵，以同步框架转换块44。d轴电 流装置包括：观测器控制器10的输出被输入到该变换矩阵中。在求 和节点46，从参考电流Iref d减去块44输出的d轴反馈电流其结果 通过d轴电流调整器58和滤掉ωi的陷波滤波器60。在求和节点62， 陷波滤波器60的输出注入一个注入电压(也称为第一信号)Vdcos(ω it)，然后进入同步到静止框架变换块64，在那里变换该信号以便被PWM 转换器34理解。d轴电流从同步到静止框架64传送到PWM转换器34。\nq轴电流装置包括：在求和节点50，从参考频率ωref减去观测器控 制器10输出的频率估计将输出发送给比例积分控制器52。在求和 节点48，从比例积分控制器52的输出减去决44输出的q轴反馈电流 然后进入q轴电流调节器54。调节器54的输出通过滤掉ωi的陷波 滤波器56。陷波滤波器56的输出进入静止框架变换块64，在那里变 换该信号以便被PWM转换器34理解。q轴电流从同步到静止框架64 传送到PWM转换器34。\n与被注入信号Vdcos(ωit)相差90度相位的解调信号(也称为第二 信号)sin(ωit)在第一解调装置66中与q轴反馈电流合成，然后 通过低通滤波器68。从低通滤波器68输出的信号是输入到观测器10 的信号\n参考图3，利用本发明获得的速度估计与我们想跟踪的参考速度相 比较。利用本发明获得的速度估计与使用编码器的速度估计几乎相 同。\n检查图1和图2的电路，我们注意到位置θ的变化比电气参数(基 于负载的电感)的变化快很多。于是，导致多级估计过程，其中，机械 参数，即位置是在最快块中估计的，而电气参数(和可能是速度)则以 较低的速率来估计。还注意到电气参数的估计(在已知位置的条件下) 是一个线性问题。附加的实施例包括(1)时变的ωi，可能具有噪声衰减 的随机分量，(2)以多于一个的频率ωi进行注入，以改善估计问题的条 件，以及(3)在两个轴上(即$V_q^i\ne 0$)都注入以改善估计问题的条件。注 意到我们使用了稳态关系来建立电气子系统模型，所以，对于几个循 环(如10个)的ωi，注入频率ωi必须保持接近于固定值。\n注入信号的目的是扩展被注入信号的频谱，使得它不是纯频率，而 是更象噪声，所以对顾客和/或用户干扰较少。在图2中，时变信号， 如任选的ωi0+sin(ωt)代替了所有的ωi的情况。该频率的第一直流(dc) 项频率是常值，而正弦部分是缓慢变化的信号。这具有使被注入信号 听起来象噪声而不是谐波的效果。\n参考图4A-4B，在求和节点62可选地注入两个频率Vd1cos(ωi1t) (第一信号)+Vd2cos(ωi2t)(第三信号)。这需要改变反馈回路，在 反馈回路中，分别将解调信号sin(ωi1t)(第二信号)和sin(ωi2t) (第四信号)在节点72和第二解调装置74单独与q轴反馈电流合 成，此后在一个求和节点处合成，然后通过低通滤波器68。附加的频 率可以相似的方式来注入。\n参考图5A-5B，在两个轴上注入信号以改善在LPF之后获得的信号 的信噪比，并用于估计电机的所有感应分量。在方程(3)中描述了感应 分量L11、L12、L21和L22。L12、L21能产生驱动控制器观测器10需要的误 差信号，而L11、L22能确定d轴和q轴的电感量。这些(L11和L22)电感 量还可用于设计电流调节器和用于确定无传感器运行估计的品质。除 了在求和节点62给d轴注入电压Vdcos(ωidt)外，还在求和节点76 给q轴注入一个附加的注入电压(也称为第五信号)Vqsin(ωiqt)。这 两个注入的频率可以相同也可以不同。\n在图5B中表示了反馈回路中的必需的变化。处理两个轴电流Id和 Iq。解调的信号sin(ωidt)、cos(ωiqt)(也称为第六信号)分别在节 点78与q轴反馈电流合成，在第三解调装置80与d轴反馈电流 合成，然后在第二求和节点86处相加，再通过低通滤波器68。另外， 解调信号sin(ωidt)、cos(ωiqt)分别在第四解调装置82与q轴反馈 电流合成，在第五解调装置84与d轴反馈电流合成，然后在第三 求和节点88中被减掉，再用来在块90中确定LΔ。LΔ的确定提供关于 本发明的方法是否仍然能可靠使用的信息。这是优选的，因为电机带 有负载，转子铁芯饱和，并且LΔ接近于为零，这对估计的品质是没有 好处的。因此对LΔ的监视可确定本发明的方法可靠使用的程度。\n我们相信以下的特点是唯一的：(1)估计的多级属性(快速循环中 的位置、慢速循环时的电气参数)，(2)电气参数可用于主驱动控制器， 还可用于估计器本身，因为减少了对运行中机械参数变化的依赖，(3) 多于一种频率的注入，(4)注入时变频率，可选择随机分量，以及(5) 在两个轴上注入不同的信号，可选择具有不同频率的信号。\n注意到，与现有技术不同，被注入滤波器的滤波出现在陷波滤波器 56、60中，而不是在反馈回路中。这是一个很重要的不同，在具有一 些接近注入频率的光谱内容的命令信号情况下，这是一点重要的差 别。这样的信号分量，即潜在退化估计处理的信号分量，由陷波滤波 器来消除。\n虽然参考特定的优选实施例和附图对本发明进行说明，但是，本 领域的普通技术人员应该理解本发明并不局限于这些优选实施例，在 不偏离本发明的权利要求书所定义的范围，可对其做各种修改等等。