一种电源输出控制电路及多层电源供电系统

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一种电源输出控制电路及多层电源供电系统\n技术领域\n[0001] 本发明涉及一种电源输出控制电路，本发明还涉及一种应用该电源输出控制电路的多层电源供电系统。\n背景技术\n[0002] 电子设备的正常工作离不开供电设备为其提供稳定优质的电源。随着电子设备的集成度越来越高，功能越来越多样化，电源供电系统也变得越来越复杂。在多功能电子设备的设计中，经常采用单元电路设计，模块化组装的设计方式。这时设备的电源供电系统也跟着设备的设计思路出现了多层次的供电方式。同时由于电子设备内部器件的工作电压不同，在同一个单元电路内部还会出现多种电压等级的电源系统。这时就需要将单板供电电源通过电源变换器转换成各种电压等级的电源电压。\n[0003] 不同单元电路板之间的电源转换在电压变化的同时往往伴随着电路的电气隔离。\n在单元电路内部的电源转换一般只要实现电压的转换即可。这里将单元电路板之间实现电气隔离或电压转换以及单元电路内部实现电压转换的电源变换器统称为电源。\n[0004] 在电子设备中每个单元电路，或者每个系统通过相互协作实现一定的功能。而系统之间的相互协作就必须保证系统之间正确的信号传输。在设备启动的过程中如果部分系统启动后提供控制信号的系统尚未启动，那么这些先启动的系统就可能接收到错误的控制信号，进而产生无法控制的结果。比如在电源逆变系统中，如果逆变电路的母线电源已经供电，开关控制电路也已经正常工作，如果这时逆变电路下达开关控制信号的控制系统尚未启动，就有可能出现开关控制电路误导通，进而导致母线电源短路，损坏整个电源逆变系统。因此在多系统协同工作的电子设备中，特定的系统要有明确的启动时序。\n[0005] 由于只有在电源正常供电的情况下电路才能正常工作，电源的启动时序就决定了电路的启动时序。因此在有启动时序要求的系统中，经常采用先启动的系统将供电电源转换后给后启动的系统供电的方式保证电路的启动时序。但是在现有的多层电源供电系统控制方案中，电源的前后两级电压往往是同时建立的，因此就存在电源启动时序不明确的问题。比如典型的自激振荡电源Royer电路，以5V电压输入，5V电压输出电源为例，由于是推挽电路，输入输出是等比变化的。如果前级供电系统下的电路要4.5V以上才能正常工作，而后级供电系统下的电路只要4V就能正常工作，那么就会出现后级电路比前级电路先启动的风险。\n[0006] 为了保证电源的正常工作，每个电源的输入输出都会有一个滤波电容。在多层次供电系统中就会存在多个电源滤波电容。多层次电源供电系统如图1所示。图中第三层电源共有8个滤波电容，二次电源共有6个滤波电容，加上一次电源输出端的滤波电容，如果每个电源输入输出电压同时建立，那么一次电源启动的时候就需要给15个电容充电。一方面这会大大增加一次电源启动时的电应力，容易损坏一次电源。另一方面，由于一次电源的供电电流能力有限，同时给15个电容充电势必导致电压上升缓慢，每个工作电路长时间处于启动状态。电源输入输出电压同时建立为电路启动时序出错提供了可能，而电路供电电压长时间处于启动状态则为电路发生误动作提供了时间。\n[0007] 电源启动时出现过大的输出电流，不仅增加了电源的电应力，容易损坏电源，而且还容易导致电源启动不良的问题。在自激振荡电源中，电路的正常工作是靠电路自身的振荡实现的。如果启动时输出电流过大，就会影响电路的自身振荡并产生电源的工作频率升高甚至停振并重新启动的现象。以典型自激振荡电源Royer电路为例，电路如图所示。公知的，Royer电路的工作原理为：接通电源瞬间，偏置电阻R1和电容C1并联回路通过线圈NP11和NP22绕组为三极管TR1和TR2的基极、发射极提供了正向偏压。两只三极管TR1和TR2开始导通。由于两个三极管特性不可能完全一样，因此，其中一只三极管会先导通。假设三极管TR2先导通，产生集电极电流IC2。其对应的线圈NP2绕组的电压为上正下负。根据同名端关系，其基极线圈NP22绕组也出现上正下负的感应电压。这个电压增大了三极管TR2的基极电流。这是一个正反馈的过程，因而很快使三极管TR2饱和导通。相应地，三极管TR1对应的线圈NP11绕组的电压为上正下负。这个电压减小了三极管TR1的基极电流，三极管TR1很快完全截止。\n[0008] 三极管TR2对应线圈NP2绕组里的电流，以及这个电流产生的磁感应强度随时间而线性增加。当磁感应强度增加到接近或达到变压器磁芯的饱和点Bm时，线圈NP2的电感量迅速减小。从而使三极管TR2的集电极电流急剧增加。由于集电极电流增加的速率远大于基极电流的增加，三极管TR2脱离饱和。三极管TR2的集电极到发射极的压降UCE增大。相应地，变压器NP2绕组上的电压就减小同一数值。线圈NP22绕组感应的电压减小，结果使三极管TR2基极电压也降低，造成三极管TR2向截止方向变化。此时，变压器线圈上的电压将迅速减小并向相反方向变化，使另一只三极管TR1导通。此后，重复进行这一过程，形成推挽振荡。\n[0009] 正常情况下Royer电路是通过磁芯饱和实现电路工作状态的翻转的。然而如果电源输出电流很大，磁芯饱和之前，由于负载电流的增加，三极管的集电极电流就已经增加到了三极管的退饱和电流，这时三极管集电极到发射极的压降UCE就会提前增大，电路工作状态也会提前翻转。于是电路工作在高频振荡状态。这时由于变压器存在寄生电容和漏感，变压器的传输效率降低，流过三极管集电极的电流直接从电路的寄生电容流过，不再通过变压器耦合到输出端，导致电源输出电流显著降低。这时Royer电路的电流输出能力就会出现如图3所示的特性。当电源工作在正常输出电压时，随着电源输出电压的降低，电源输出电流会随之升高。当电源输出电流达到一定值时电源的工作状态会出现跳变进入另一种工作状态。这时电源的输出电流反而变小。随着输出电压的进一步降低，电源输出电流再进一步升高。所以Royer电路的输出特性为输出电流过大时会出现输出电压被拉低，同时输出电流减小。由于启动时特殊的电压电流状态，其他自激振荡电源也会存在类似的工作特性。\n[0010] 基于自激振荡电源以上电源输出特性，当电源启动时如果输出电流过大，就会出现电源的电流输出能力无法满足负载电流的要求从而使输出电压停滞在一个低于正常电压的电压状态。如图4所示。曲线1为电源输出的电压电流曲线，曲线2为电源负载的电压电流曲线。启动时由于电源输出电流大于电源负载电流，负载电压随着曲线2逐步升高。当达到曲线2和曲线1的交点3时，由于电源无法提供更大的输出电流而使电源的工作状态停留在交点3。于是出现电源启动不良的情况。\n[0011] 综上所述，现有的多层次电源控制方案中，存在前后级电源启动时序不明确、电源启动电流大、工作电路启动时间长的问题，特别对于自激振荡电源的控制方案中，还存在电源启动不良的问题。\n发明内容\n[0012] 本发明所要解决的技术问题是：提供一种电源输出控制电路，能够调节电源电路向负载供电的供电电压建立时间、提高自激振荡电源电路启动能力。\n[0013] 本发明所要解决的另一个技术问题是：提供一种应用上述电源输出控制电路的多层电源供电系统，以克服现有技术中多层电源供电系统的前后级电源电路启动时序不明确、启动电流大、启动时间长的问题。\n[0014] 解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案如下：\n[0015] 一种电源输出控制电路，该电源输出控制电路设置在电源电路的输出端与负载之间，其特征在于：所述的电源输出控制电路由开关管和设有预设电压值的检测控制电路组成，所述开关管串联在电源电路的输出端与负载之间，所述检测控制电路检测电源电路的输出电压，并且，当该输出电压低于所述预设电压值时控制开关管关断，当该输出电压在所述预设电压值以上时控制开关管导通。\n[0016] 作为本发明电源输出控制电路的一种改进，所述开关管为三极管，当所述电源电路的输出电压在所述预设电压值以上时，所述检测控制电路向三极管的基极输出控制电流，并且该控制电流随着所述输出电压的升高而增大。\n[0017] 作为本发明电源输出控制电路改进方案的一种实施方式，所述开关管为PNP型三极管，所述检测控制电路包括稳压管；PNP型三极管的发射极连接所述电源电路的输出端正极、集电极连接所述负载的正端、基极连接所述稳压管的阴极，所述稳压管的阳极、电源电路的输出端负极和负载的地端相连接。\n[0018] 作为本发明电源输出控制电路改进方案的一种实施方式，所述开关管为NPN型三极管，所述检测控制电路包括稳压管；NPN型三极管的发射极连接所述电源电路的输出端负极、集电极连接所述负载的地端、基极连接所述稳压管的阳极，所述稳压管的阴极、电源电路的输出端正极和负载的正端相连接。\n[0019] 作为本发明电源输出控制电路改进方案的一种实施方式，所述开关管为PNP型三极管，所述检测控制电路包括第一分压电阻、第二分压电阻和电压基准控制芯片；PNP型三极管的发射极连接所述电源电路的输出端正极、集电极连接所述负载的正端、基极连接所述电压基准控制芯片的阴极，第一分压电阻和第二分压电阻串联在所述电源电路的输出端正极与负极之间，电压基准控制芯片的基准电压检测端连接所述第一分压电阻和第二分压电阻的连接点，所述电压基准控制芯片的阳极、电源电路的输出端负极和负载的地端相连接。\n[0020] 作为本发明电源输出控制电路的一种实施方式，所述开关管为MOS管，所述检测控制电路包括第一电阻、第一分压电阻、第二分压电阻和电压基准控制芯片；MOS管的源极连接所述电源电路的输出端正极、漏极连接所述负载的正端、栅极连接所述电压基准控制芯片的阴极，所述第一电阻连接在MOS管的栅极与源极之间，第一分压电阻和第二分压电阻串联在所述电源电路的输出端正极与负极之间，电压基准控制芯片的基准电压检测端连接所述第一分压电阻和第二分压电阻的连接点，所述电压基准控制芯片的阳极、电源电路的输出端负极和负载的地端相连接。\n[0021] 一种应用上述任意一项所述电源输出控制电路的多层电源供电系统，包括至少两层电源电路，其中，各个电源电路分别用于对相应的负载进行供电，各层的电源电路通过与其相应的负载对其下一层的电源电路供电，其特征在于：所述各个电源电路的输出端与其相应的负载之间设置有上述任意一项所述的电源输出控制电路。\n[0022] 与现有技术相比，本发明具有以下有益效果：\n[0023] 第一，本发明的电源输出控制电路通过采用开关管和设有预设电压值的检测控制电路实现对电源电路的输出控制，具有能够调节电源电路向负载供电的供电电压建立时间、提高自激振荡电源电路启动能力的技术效果，能够简单、可靠的实现前级电源完全启动后才启动后级电源，保证了多层电源供电系统启动时序的明确可靠，具体分析如下：\n[0024] 由于当电源电路的输出电压低于所述预设电压值时，开关管关断使得电源电路的输出端与负载之间连接断开，而当该输出电压在所述预设电压值以上时，开关管导通使得电源电路的输出端与负载之间连接接通，即只有当输出电压达到预设电压值时电源电路的输出端才能和负载相连。因此，只要合理的设置预设电压值，就可以保证只有当电源电路的输出电压完全正常之后电源的输出才给负载供电。所以，电源电路能够通过本发明的电源输出控制电路简单、可靠的实现前级电源完全启动后才启动后级电源，保证了多层电源供电系统启动时序的明确可靠。\n[0025] 另外，电源电路及其控制电路的输出特性如图6所示，其中曲线4为电源电路的输出曲线，曲线3为电源输出控制电路的输出曲线，Uo1为电源输出控制电路开关动作的预设电压值。由于只有当检测到电源电路的输出电压达到预设电压值时，电源输出控制电路才会输出电流，因此虽然在低电压时电源电路的输出端如曲线4有一定的电流输出能力，但是在输出控制电路端如曲线3所示并不能输出电流。所以实际上在电源低电压输出阶段由于输出和负载断开，并不会输出电流。当电源电路的输出电压达到了预设电压值之后，虽然电源的实际输出电流可能会迅速增加，但是由于电源已经进入正常工作状态，电流的输出能力已经很高，并不会导致电源启动不良。所以，采用本发明的电源输出控制电路后的电源电路在输出电压较低时不会输出电流，保证了输出电压的迅速升高，而在输出电压正常后才输出电流，可以保证电源的正常启动。\n[0026] 而对于自激振荡电源电路，由于输出电压正常之后才输出电流，避开了启动时输出电压低，输出电流小的工作状态，相当于大大提高了电源电路启动时的电流输出能力，进一步缩小了电源电路的启动时间。\n[0027] 第二，本发明的电源输出控制电路的改进方案通过采用三极管作为开关管，并且向三极管基极输出的控制电流随电源电路输出电压的升高而增大，具有限制电源电路输出电压升高，稳定电源电路输出电压的技术效果，具体分析如下：\n[0028] 由于当电源电路的输出电压在预设电压值以上时，检测控制电路向三极管基极输出的控制电流随着输出电压的升高而增大，检测控制电路除了对三极管起到了控制作用，还起到了作为电源电路假负载的作用，使得控制电流的增大反过来限制电源电路输出电压的升高，从而本发明的电源输出控制电路起到了限制电源电路输出电压升高，稳定电源电路输出电压的作用。\n[0029] 第三，本发明的多层电源供电系统通过设置上述电源输出控制电路，在保证多层电源供电系统启动时序的明确可靠的同时还可以降低每个电源电路启动时的电流应力、显著缩短各个电源电路所供电的负载的启动时间、避免负载长时间处于启动状态而发生误动的技术效果，具体分析如下：\n[0030] 由于上述电源输出控制电路能够实现前级电源完全启动后才启动后级电源，因此，本发明的多层电源供电系统中，只有同一负载的下一层各个负载（即工作电路）上的电源滤波电容才会同时充电升压，这就大大减少了电源电路启动时所需要充电的滤波电容，特别是降低了第一层电源电路（即一次电源）启动时需要充电的滤波电容，使得电源电路启动时的电流应力大大降低。同时由于每个电源电路启动时充电的滤波电容减少，相应的电源电路的输出电压上升速度提高，该电源电路所供电的负载（即工作电路）启动时间降低，所以，本发明的多层电源供电系统可以显著缩短各个电源电路所供电的负载（即工作电路）的启动时间，避免了工作电路长时间处于启动状态而发生误动作。\n附图说明\n[0031] 下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步的详细说明：\n[0032] 图1为现有的多层电源供电系统的示意图；\n[0033] 图2为Royer电路的原理图\n[0034] 图3为自激振荡电源典型输出电压和负载电流曲线图；\n[0035] 图4为自激振荡电源大电流输出时的负载工作曲线图；\n[0036] 图5为本发明的电源输出控制电路的原理框图；\n[0037] 图6为本发明的电源输出控制电路的负载工作曲线图；\n[0038] 图7为本发明实施例一的电路原理图；\n[0039] 图8为现有电源电路的电源启动波形；\n[0040] 图9为本发明实施例一的电源启动波形；\n[0041] 图10为现有电源电路的阶跃输入启动波形；\n[0042] 图11为本发明实施例一的阶跃输入启动波形；\n[0043] 图12为本发明实施例二的电路原理图；\n[0044] 图13为本发明实施例三的电路原理图；\n[0045] 图14为本发明实施例四的电路原理图；\n[0046] 图15为应用本发明电源输出控制电路的多层电源供电系统的原理框图。\n具体实施方式\n[0047] 实施例一\n[0048] 如图5所示，本发明的电源输出控制电路B设置在电源电路A的输出端与负载之间，其由开关管和设有预设电压值的检测控制电路组成，开关管串联在电源电路A的输出端与负载之间，检测控制电路检测电源电路A的输出电压，并且，当该输出电压低于预设电压值时控制开关管关断，当该输出电压在预设电压值以上时控制开关管导通。其中，负载可以是电流型负载或者电阻型负载，并且可以并联有大电容。\n[0049] 图7示出了本发明实施例一的电源输出控制电路B，其开关管为PNP型三极管Q1，检测控制电路包括稳压管D3，预设电压值即为稳压管D3的稳压值与三极管Q1的发射结压降之和，PNP型三极管Q1的发射极连接电源电路A的输出端正极、集电极连接负载的正端、基极连接稳压管D3的阴极，稳压管D3的阳极、电源电路A的输出端负极和负载的地端相连接。\n[0050] 其中，本实施例一的电源电路A选取Royer电路，为典型的自激振荡隔离电源电路，工作原理已在背景技术中说明。实施例一的电源输出控制电路B的工作原理为：电源电路A的输出电压加在三极管Q1集电极和稳压管D3阳极之间，当电源电路A的输出电压低于稳压管D3稳压值时，由于稳压管D3处于截止状态，三极管Q1的基极没有电流，三极管Q1截止。当电源电路A的输出电压升高到稳压管D3的稳压值与三极管Q1的发射结压降之和时，稳压管D3导通，于是电流通过三极管Q1的基极和稳压管D3，并导通三极管Q1，实现了电源输出控制电路B对电源电路A的输出电压检测和对三极管Q1开关状态的控制。而如果电源电路A的输出电压由于各种原因继续升高，稳压管D3的电流就会迅速升高并将电源电路A的输出电压拉低，实现限制并稳定电源电路A的输出端电压的功能。\n[0051] 为了进一步说明本发明实施例一的有益效果，下面将本发明实施例一和现有方案进行实际测试并进行比较。\n[0052] 电源电路A根据图7所示做成输入直流5V，输出直流5V，输出电流为200mA的变换器，即输出功率1W。电路的主要参数为：电容C和C2为1uF电容，电阻R1为2KΩ，电容C1为\n0.047uF电容，三极管TR1和TR2为放大倍数在300倍左右的开关三极管，其集电极最大工作电流为2A。二极管采用肖特基二极管，导通电流为200mA时管压降大约为0.4V。原边线圈NP1和NP2的圈数分别为20匝，反馈线圈NP11和NP22的圈数分别为2匝，副边线圈NS1和NS2的圈数分别为22匝。电源变压器磁芯采用外径为5毫米，横截面积1.5平方毫米，相对磁导率为3000左右的常见铁氧体环形磁心。\n[0053] 电源输出电路的三极管采用放大倍数在200倍左右的开关三极管，其集电极最大工作电流为2A。稳压管采用稳压值Vz为5.1V的常规稳压管。\n[0054] 电路负载为25欧姆电阻负载，同时负载并联有100uF电容。\n[0055] 采用现有方案时，电源电路直接连接负载电路，中间不接电源输出控制电路。由于输出负载带电容时电压不能迅速上升，为了表现本发明第一实施例相对于现有方案在启动时序上的差异，这里使用启动时间为8mS左右的普通直流电源为电源电路供电。现有电源控制方案的启动波形如图8所示。采用本发明第一实施例的电源控制方案时的启动波形如图9所示。图中波形1为供电电源电压变化波形，波形2为负载电压变化波形。从启动波形图中可以看出，现有方案中，随着供电电源输出电压的建立，被测电源负载电压也几乎同步的跟随上升，没有明显的启动时序差异。在本发明第一实施例方案下，只有当供电电源输出端的电压完全正常，被测电源电路负载电压才开始建立。因此本发明第一实施例的电源控制方案保证了被测电源的负载电压在输入电源电压建立之后才建立，明确了电源的启动时序。\n[0056] 将图8和图9对比后可以发现，在相同的供电电源下，图9中被测电源负载电压的建立时间显著比图8中电压建立的时间短，说明本发明第一实施例的电源负载电压建立时间短，负载电路的启动速度快。在相同的供电电源下，图9中供电电源电压的建立时间显著比图8中电压建立的时间短，而电源输出电流越大，电压建立时间就越长，因此现有方案中供电电源启动时输出电流比本发明第一实施例方案下的电源启动时输出电流大，相应的电流应力大。\n[0057] 为了说明本发明第一实施例方案下的电源启动能力，这里将电源的输入电压阶跃上升，测试电源的输出电压波形来说明本发明第一实施例和现有方案的区别。现有方案的测试波形如图10，本发明第一实施例的测试波形如图11。图中波形1为供电电源电压变化波形，波形2为被测电源负载电压变化波形。图10中电源负载电压建立的过程中表现出了先快速上升，然后缓慢上升，接近电源输出电压后再快速上升。电压上升速度的变化说明电源输出电流能力不断变化。电源负载电压在接近负载正常电压之前有一段上升缓慢的阶段。电压上升缓慢说明电源输出电流接近负载电流，没有多余的电流给电容充电使电源输出电压上升。如果负载电流再继续增大，就会使电源输出电流等于负载电流，存在启动不良的风险。图11中电源负载电压的建立过程表现为先快速上升，然后缓慢上升的特点，并且输出电压的建立时间显著小于图10中电源输出电压建立时间。负载电压越高，负载电流就越大，电源输出电流能力不变时电压上升速度就越慢，符合图10的电压上升波形。因此本发明第一实施例方案下电源的启动能力明显高于现有方案中电源的启动能力。\n[0058] 另外，本发明的电源输出控制电路B一般集成在电源电路A中作为电源电路A的输出端，但是为了叙述本发明的方案，不和现有电路方案混淆，本文中的电源电路A不包含电源输出控制电路B。同时本发明方案中的电源启动是指电源输入端输入电压到电源负载电压建立。\n[0059] 实施例二\n[0060] 如图12所示，本发明实施例二的电源输出控制电路与实施例一基本相同，它们的区别在于：本实施例二的开关管为NPN型三极管Q2，NPN型三极管Q2的发射极连接电源电路A的输出端负极、集电极连接负载的地端、基极连接稳压管D3的阳极，稳压管D3的阴极、电源电路A的输出端正极和负载的正端相连接。\n[0061] 本发明实施例二的工作原理与实施例一基本相同，只是由于三极管的类型由PNP型改为了NPN型而相应改变电路的连接方法，并不会影响电路的工作性能，本发明实施例二具有与实施例一相同的技术效果。\n[0062] 实施例三\n[0063] 如图13所示，本发明实施例三的电源输出控制电路与实施例一基本相同，它们的区别在于：本实施例三的检测控制电路包括第一分压电阻R3、第二分压电阻R4和型号为AZ431的电压基准控制芯片Q3；PNP型三极管Q1的发射极连接电源电路A的输出端正极、集电极连接负载的正端、基极连接电压基准控制芯片Q3的阴极，第一分压电阻R3和第二分压电阻R4串联在电源电路A的输出端正极与负极之间，电压基准控制芯片Q3的基准电压检测端连接第一分压电阻R3和第二分压电阻R4的连接点，电压基准控制芯片Q3的阳极、电源电路A的输出端负极和负载的地端相连接。\n[0064] 本实施例三也具有与实施例一属于同一发明构思的工作原理，区别仅在于检测控制电路的实现方式上，具体为：当电源电路A的输出电压经过第一和第二分压电阻R3和R4分压后的电压低于AZ431的基准电压，那么AZ431的阴极（即电源端）电流就为零，三极管Q1处于关断状态。当电源电路A的输出电压经过第一和第二分压电阻R3和R4分压后的电压达到AZ431的基准电压，AZ431的电源端就会产生电流并导通三极管Q1，实现了电源输出控制电路B对电源电路A的输出电压检测和对三极管Q1开关状态的控制。同样，如果电源电路A的输出电压由于各种原因继续升高，AZ431电源端的电流就会迅速升高并将电源电路A的输出电压拉低，实现限制并稳定电源电路A的输出端电压的功能。\n[0065] 由于AZ431必须达到基准电压后才会产生电流，因此具有和第一实施例相似的电源输出控制特性。使用AZ431和使用稳压管检测输出电压的区别在于AZ431具有更高的电压检测精度，更加适合在电流信号回路窃电电路中输出高精度的电压源。在这种应用中，电源输入端输入的是电流源而不是一般电源的电压源。当电流源的电流通过电源输入端后会流过变压器的原边绕组，这时变压器的输出绕组按照匝比感应出相应的电流。这个电流经过整流之后流过电源输出控制电路。由于电源输出控制电路的限压作用使电源输出电压被限制在设定电压下。同样的输出电压通过变压器的耦合又限制了电源输入端的电压，保证了电源的正常工作。在这种应用中，当负载电流为零时，电源输出电流完全流过稳压电路中的稳压器件AZ431。当电源输出负载电流时AZ431的电流就会相应减小。只要保证AZ431流过最小稳压电流，输出电源就能保持在高精度电压输出状态。\n[0066] 实施例四\n[0067] 如图14所示，本发明实施例四的电源输出控制电路与实施例三基本相同，它们的区别在于：本实施例四的开关管为P沟道MOS管Q4，检测控制电路包括第一电阻R5、第一分压电阻R3、第二分压电阻R4和型号为AZ431的电压基准控制芯片Q3；MOS管Q4的源极连接电源电路A的输出端正极、漏极连接负载的正端、栅极连接电压基准控制芯片Q3的阴极，第一电阻R5连接在MOS管Q4的栅极与源极之间，第一分压电阻R3和第二分压电阻R4串联在电源电路A的输出端正极与负极之间，电压基准控制芯片Q3的基准电压检测端连接第一分压电阻R3和第二分压电阻R4的连接点，电压基准控制芯片Q3的阳极、电源电路A的输出端负极和负载的地端相连接。\n[0068] 本发明实施例四的电源输出控制电路B的工作原理为：当电阻R3和R4分压后的电压低于AZ431的基准电压时，AZ431的电源端没有电流输入，相当于截止状态，这时MOS管Q4的栅极电压通过电阻R5被拉高到源极电压，MOS管Q4处于关断状态。当电阻R3和R4分压后的电压高于于AZ431的基准电压时，AZ431电源端产生电流，相当于对地低阻抗状态，这时AZ431拉低MOS管Q4栅极电压并使MOS管Q4导通，从而实现了电源输出控制电路B对电源电路A的输出电压检测和对三极管Q1开关状态的控制。\n[0069] 由于本发明第四实施例的电源输出控制电路B只有在电源电路电压达到预设电压时才能输出电流，因此具备了和第一实施例相似的电源启动控制特性。第四实施例和第一实施例的区别在于，当电源电路的输出电压由于各种原因升高时，电源输出控制电路会依然将升高后的电源电路输出电压传输到负载端，没有相应的电源电压限制功能，更加适用于电压输入电压输出的电源输出控制应用。在电压输入电压输出的电源应用中，电源输入电压一般都会在一定范围内变化，同时电源输出电压也会在一定范围内变化。这时通过提高电源输出电流来降低电源输出电压会导致很大的电流损耗。因此在电源输出电压精度要求不高的场合，就可以使用本发明第四实施例的电源控制方案。另外使用MOS管做电源输出控制开关管和使用三级管相比具有更低的管压降和控制损耗，可以有效的提高电源效率。\n[0070] 实施例五\n[0071] 如图15所示，本发明的多层电源供电系统，包括至少两层电源电路A，其中，各个电源电路A分别用于对相应的负载进行供电，各层的电源电路A通过与其相应的负载对其下一层的电源电路A供电，各个电源电路A的输出端与其相应的负载之间设置有上述实施例一至四种任意一项所述的电源输出控制电路B。\n[0072] 本发明不局限与上述具体实施方式，根据上述内容，按照本领域的普通技术知识和惯用手段，在不脱离本发明上述基本技术思想前提下，本发明还可以做出其它多种形式的等效修改、替换或变更，它们均落在本发明的保护范围之中。例如，上述电压基准控制芯片Q3也可用与AZ431功能类似的现有器件替代。