RF功率放大装置及控制RF功率放大器的电源电压的电源供给电路

1.一种RF功率放大装置，具有RF功率放大器和电源供给电路，其中，
上述电源供给电路向上述RF功率放大器供给电源电压，
上述电源供给电路通过响应功率控制信号的电平来控制向上述RF功率放大器供给的上述电源电压的电平，
上述电源供给电路包括电源电流检测电路，所述电源电流检测电路用于生成与向上述RF功率放大器供给的上述电源电压的电源电流相对应的检测信号，
上述电源供给电路包括电流控制部，所述电流控制部通过响应由上述电源电流检测电路生成的上述检测信号的电平来控制上述电源电压的上述电源电流的电平，上述电流控制部通过响应由上述电源电流检测电路生成的上述检测信号的电平与同上述电源电流的允许电平对应的允许检测信号电平相一致，来将上述电源电流控制为被设定成比上述电源电流的上述允许电平小的电流的限制电流，
上述电流控制部包括停机开关，
上述电流控制部通过响应由上述电源电流检测电路生成的上述检测信号的电平与上述允许检测信号电平相一致，来将上述电流控制部的上述停机开关控制为断开状态，上述限制电流是上述电流控制部的上述停机开关处于上述断开状态下的停机电流。
2.根据权利要求1所述的RF功率放大装置，其特征在于：
上述电流控制部包括锁存器，
上述RF功率放大器执行GSM方式的发送时隙的发送工作，
向上述电源供给电路供给的上述功率控制信号是用于上述GSM方式的发送时隙的斜升和斜降的斜率控制电压，
上述电流控制部的上述锁存器在利用上述斜率控制电压进行上述斜升时被设定为一个状态，从而上述电源供给电路向上述RF功率放大器自动供给上述电源电压和上述电源电流，
响应由上述电源电流检测电路生成的上述检测信号的电平与上述允许检测信号电平相一致，上述电流控制部的上述锁存器被设定为与上述一个状态不同的另一个状态，从而上述电流控制部的上述锁存器将上述停机开关控制成上述断开状态。
3.根据权利要求2所述的RF功率放大装置，其特征在于：
上述功率控制信号是EDGE方式的AM控制输入信号，
上述RF功率放大器也执行EDGE方式的发送时隙的发送工作。
4.根据权利要求3所述的RF功率放大装置，其特征在于：
上述电源供给电路包括串联调节器和开关调节器中至少任一个。
5.根据权利要求3所述的RF功率放大装置，其特征在于：
上述电源供给部包括第一P沟道MOS晶体管，上述第一P沟道MOS晶体管向上述RF功率放大器供给上述电源电压和上述电源电流，
上述电源电流检测电路包括差动放大器、第二P沟道MOS晶体管、第三P沟道MOS晶体管和检测电阻，
上述第二P沟道MOS晶体管的源极和栅极分别与上述第一P沟道MOS晶体管的源极和栅极连接，
上述差动放大器的非反相输入端子与上述第一P沟道MOS晶体管的漏极连接，上述差动放大器的反相输入端子与上述第二P沟道MOS晶体管的漏极和上述第三P沟道MOS晶体管的源极连接，
上述第三P沟道MOS晶体管的栅极与上述差动放大器的输出端子连接，从上述第三P沟道MOS晶体管的漏极向上述检测电阻供给与上述电源电流成比例的检测电流，并从上述检测电阻的两端生成作为上述检测信号的检测电压。
6.根据权利要求4所述的RF功率放大装置，其特征在于：
上述电源供给电路和上述RF功率放大器形成在RF功率模块的封装内部。
7.根据权利要求6所述的RF功率放大装置，其特征在于：
上述电流控制部包括检测上述检测信号的电平与上述允许检测信号电平一致的电压比较器。
8.一种电源供给电路，通过响应功率控制信号的电平来控制供给到RF功率放大器的电源电压的电平，其中，
上述电源供给电路包括电源电流检测电路，所述电源电流检测电路用于生成与供给到上述RF功率放大器的上述电源电压的电源电流对应的检测信号，
上述电源供给电路包括电流控制部，所述电流控制部通过响应由上述电源电流检测电路生成的上述检测信号的电平来控制上述电源电压的上述电源电流的电平，上述电流控制部通过响应由上述电源电流检测电路生成的上述检测信号的电平与同上述电源电流的允许电平对应的允许检测信号电平相一致，来将上述电源电流控制为被设定成比上述电源电流的上述允许电平小的电流的限制电流，
上述电流控制部包括停机开关，
响应由上述电源电流检测电路生成的上述检测信号的电平与上述允许检测信号电平相一致，上述电流控制部的上述停机开关被控制为断开状态，
上述限制电流是上述电流控制部的上述停机开关处于上述断开状态下的停机电流。
9.根据权利要求8所述的电源供给电路，其特征在于：
上述电流控制部包括锁存器，
上述RF功率放大器执行GSM方式的发送时隙的发送工作，
供给到上述电源供给电路的上述功率控制信号是用于上述GSM方式的发送时隙的斜升和斜降的斜率控制电压，
上述电流控制部的上述锁存器在利用上述斜率控制电压进行上述斜升时被设定为一个状态，从而上述电源供给电路向上述RF功率放大器自动供给上述电源电压和上述电源电流，
响应由上述电源电流检测电路生成的上述检测信号的电平与上述允许检测信号电平相一致，上述电流控制部的上述锁存器被设定为与上述一个状态不同的另一个状态，从而上述电流控制部的上述锁存器将上述停机开关控制成上述断开状态。
10.根据权利要求9所述的电源供给电路，其特征在于：
上述功率控制信号是EDGE方式的AM控制输入信号，
上述RF功率放大器也执行EDGE方式的发送时隙的发送工作。
11.根据权利要求10所述的电源供给电路，其特征在于：
上述电源供给电路包括串联调节器和开关调节器中至少任一个。
12.根据权利要求10所述的电源供给电路，其特征在于：
上述电源供给部包括第一P沟道MOS晶体管，上述第一P沟道MOS晶体管将上述电源电压和上述电源电流供给到上述RF功率放大器，
上述电源电流检测电路包括差动放大器、第二P沟道MOS晶体管、第三P沟道MOS晶体管和检测电阻，
上述第二P沟道MOS晶体管的源极和栅极分别与上述第一P沟道MOS晶体管的源极和栅极连接，
上述差动放大器的非反相输入端子与上述第一P沟道MOS晶体管的漏极连接，上述差动放大器的反相输入端子与上述第二P沟道MOS晶体管的漏极和上述第三P沟道MOS晶体管的源极连接，
上述第三P沟道MOS晶体管的栅极与上述差动放大器的输出端子连接，从上述第三P沟道MOS晶体管的漏极向上述检测电阻供给与上述电源电流相对应的检测电流，并从上述检测电阻的两端生成作为上述检测信号的检测电压。
13.根据权利要求11所述的电源供给电路，其特征在于：
上述电源供给电路和上述RF功率放大器形成在RF功率模块的封装内部。
14.根据权利要求13所述的电源供给电路，其特征在于：
上述电流控制部包括检测上述检测信号的电平与上述允许检测信号电平一致的电压比较器。
15.一种RF功率放大装置，具有RF功率放大器和电源供给电路，其中，上述电源供给电路向上述RF功率放大器供给电源电压，
上述电源供给电路通过响应功率控制信号的电平来控制供给到上述RF功率放大器的上述电源电压的电平，
上述电源供给电路包括电源电流检测电路，所述电源电流检测电路用于生成与供给到上述RF功率放大器的上述电源电压的电源电流对应的检测信号，
上述电源供给电路包括电流控制部，所述电流控制部通过响应由上述电源电流检测电路生成的上述检测信号的电平来控制上述电源电压的上述电源电流的电平，上述电流控制部通过响应由上述电源电流检测电路生成的上述检测信号的电平与同上述电源电流的允许电平对应的允许检测信号电平相一致，来将上述电源电流控制为被设定成预定电流的限制电流，
上述电流控制部包括构成电压比较器的形成在单片集成电路上的差动晶体管对，该电压比较器用于检测上述检测信号的电平与上述允许检测信号电平相一致，响应上述电流控制部的上述电压比较器检测上述检测信号的电平与上述允许检测信号电平相一致，上述电源电流被控制成设定为小于上述电源电流的上述允许电平的电流的上述限制电流，
上述电流控制部包括停机开关，
响应由上述电源电流检测电路生成的上述检测信号的电平与上述允许检测信号电平相一致，上述电流控制部的上述停机开关被控制为断开状态，
上述限制电流是上述电流控制部的上述停机开关处于上述断开状态下的停机电流。

RF功率放大装置及控制RF功率放大器的电源电压的电源\n供给电路\n技术领域\n[0001] 本发明涉及在与基站进行通信的安装在便携电话终端的RF(Radio Freqency：射频)发送用的RF功率放大装置及电源供给电路，尤其涉及对即使长时间持续阻抗失配状态也会减少便携电话终端的电池消耗有益的技术。\n背景技术\n[0002] 公知有在如便携电话终端那样的通信终端设备中可将多个时隙的每个时隙设定为空闲状态、从基站接收的工作、向基站发送的工作中任一状态的时多分址(TDMA)接入方式。TDMA是Time-DivisionMultiple Access的简称。作为该TDMA方式之一，公知有仅使用相位调制的GSM方式或GMSK方式。\n[0003] 还公知有与该GSM方式或GMSK方式相比改进了通信数据传送速率的方式。作为该改进方式，使用相位调制和振幅调制的EDGE方式最近广受关注。\n[0004] GSM是Global System for Mobile Communication(全球通)的简称。GMSK是Gaussian minimum Shift Keying(高斯最小移位键控)的简称。另外，EDGE是Enhanced Data for GSM Evolution(增强型数据速率GSM演进技术)(Enhanced Data for GPRS)的简称。GPRS是General Packet Radio Service(通用分组无线业务)的简称。\n[0005] 作为实现EDGE方式的方法，公知有如下的极性环方式，即，将应发送的发送信号分离成相位成分和振幅成分之后，用相位控制环和振幅控制环分别进行反馈控制，用放大器合成反馈控制后的相位成分和振幅成分。\n[0006] 在下述非专利文献1中记载了具有相位控制环和振幅控制环并支持EDGE方式发送功能的极性环发送器。其中记载了：在便携电话中，功率效率是重要的市场课题，在极性环方式中，由于RF功率放大器在接近饱和时工作，因而具有功率效率优良这一优点。而且，记载了由于该RF功率放大器的饱和工作带给极性环方式的附加优点是低噪音特性。\n[0007] 在下述非专利文献2中记载了用于GSM中的GMSK和EDGE的8PSK的极性调制发送机，用于斜坡升降(ramping)和调制的功率控制通过集电极电源电压的控制来执行。AM调制的实施是通过与大电流CMOSLDO非常类似的方式来实现的。在与CMOSLDO非常类似的方式中，对差动放大器的反相输入端子供给AM控制输入信号，差动放大器的输出信号被供给到P沟道MOS晶体管的栅极，P沟道MOS晶体管的漏极输出经由电阻分压负反馈电路供给到差动放大器的非反相输入端子。与AM控制输入信号成比例的P沟道MOS晶体管的漏极输出信号作为集电极电源电压供给到RF功率放大器。此外，LDO是指如下述非专利文献\n3记载那样的、低压降(输出低电压下降)的串联调节器。\n[0008] 而且，在下述非专利文献2中还记载了用于调整RF功率放大器的输入基极偏置的特殊的偏置校正技术。因此，使用使系统效率降低的没有任何串联电阻损失的电流检测电路。该电流检测电路由将较小尺寸的P沟道MOS晶体管与向RF功率放大器供给集电极电源电压的较大尺寸P沟道MOS晶体管并联连接而成的简单的电流反射镜、差动放大器、N沟道MOS晶体管、以及检测电阻构成。较小尺寸的P沟道MOS晶体管的检测电流在检测电阻的两端被转换为检测电压，检测电压被电压放大器放大。由其他的差动放大器比较电压放大器的放大输出和偏置基准值，其他差动放大器的比较输出信号经由采样保持电路而作为RF功率放大器的基极偏置进行供给。\n[0009] 另一方面，在下述非专利文献3中记载有包括对由负载短路等引起的过大输出电流进行保护的保护电路的低压降(输出低电压下降)的调节器。该调节器由带隙参照电压发生器、电压输出器的第一控制环和检测输出电流的第二控制环构成。第二控制环的检测电阻将与输出电流成比例的检测电流转换为检测电压，由比较器比较检测电压与基准电压。当检测电压高于基准电压时，由比较器的输出控制的晶体管对电压输出器的输出电路的输入进行分流。其结果，在该调节器输出约1.2V时，具有5.3A的电流限制特性。\n[0010] 另外，在下述专利文献1中记载了限制由如下述非专利文献2所述那样的集电极电源电压控制的RF功率放大器的负载阻抗的减少而导致的电源电压控制的调节器的输出电流的增大。因此，在电源电压控制的调节器上连接电流限制电路。电流限制电路由较小尺寸的P沟道MOS晶体管、差动放大器、P沟道MOS晶体管、基准电流源、N沟道MOS晶体管、P沟道MOS晶体管电流反射镜构成。电流限制电路的较小尺寸P沟道MOS晶体管与向RF功率放大器供给集电极电源电压的调节器的较大尺寸P沟道MOS晶体管并联连接。\n[0011] 与在较大尺寸晶体管流过的调节器的输出电流成比例的较小尺寸晶体管的检测电流经由被差动放大器的输出控制的P沟道控制MOS晶体管的源极/漏极路径而供给到基准电流源和N沟道MOS晶体管的栅极。\n[0012] 由于RF功率放大器的负载阻抗的降低，调节器的输出电流增大，检测电流大于基准电流源的基准电流。于是，N沟道MOS晶体管导通，P沟道MOS电流反射镜的输出电流将大尺寸和小尺寸两个P沟道MOS晶体管的栅极上拉。\n[0013] 其结果，调节器的输出电流和检测电流减少，直到检测电流与基准电流相等。如此，与RF功率放大器的电源电压控制的调节器连接的电流限制电路能够将RF功率放大器的集电极电流的最大值限制为约1.9A。\n[0014] 非 专 利 文 献 1：Earl McCune，“High-Efficiency，Multi-Mode，Multi-Band Terminal Power Amplifiers”，IEEE microwave magazine，March2005，PP.44～55.[0015] 非 专 利 文 献 2：David R.Pehlke et al，“High-PerformnceOpen-Loop AM Modulator Designed for Power Control of E-GPRS PolarModulated Power Amplifier”，IEEE2004CUSTOM INTEGRATEDCIRCUITS CONFERENCE，PP.569-572.\n[0016] 非专利文献3：Oscar Moreira-Tamayo，“A High Current LowDropout Regulator With Dual Output Stage and Dual Control Loop”，200548th Midwest Symposium on Circuits and Systems，7-10Aug.2005，PP.992～995.\n[0017] 专利文献1：美国专利第7,193,474,B2号说明书\n发明内容\n[0018] 本发明人在本发明之前从事与基站通信的便携电话终端用的支持EDGE方式发送功能的极性环方式的RF功率模块的开发工作。\n[0019] 本发明人研究了如上述非专利文献2所述，通过LDO型调节器对RF功率放大器的电源电压的控制来实现EDGE方式的AM调制和GSM方式的发送时隙中的斜升和斜降。\n[0020] 为了采用优于GMSK方式的EDGE方式来改善通信数据传送速率，需要用RF功率放大器进行高精度的AM调制。要使用EDGE方式改善通信数据传送速率，就需要提高AM调制时的误差矢量幅度(EVM)的性能。若采用如上述非专利文献2所述那样的利用了LDO型调节器的极性调制发送机来向调节器的差动放大器的反相输入端子供给AM控制输入信号，则能够利用AM控制输入信号电平高精度地控制RF功率放大器的电源电压和EDGE方式的AM调制振幅成分。\n[0021] 由于在GSM方式中，相邻信道功率比(ACPR)受到标准严格限制，因此，需要以高精度控制斜升和斜降时的RF功率放大器的发送功率电平的跃迁。因此，能够将该LDO型调节器用于GSM方式的发送时隙中的斜升和斜降。即，若向LDO型调节器的差动放大器的反相输入端子供给来自基带处理单元的斜率控制信号Vramp，则能够以高精度实现GSM方式的发送时隙中的斜升和斜降。\n[0022] 另外，如上述专利文献1所述那样，通过减小RF功率放大器的负载阻抗，集电极电源电压控制的调节器的输出电流显著增大。在便携电话终端，通常，天线的阻抗是50Ω。RF功率放大器的最终放大级的功率晶体管无论是双极型功率晶体管还是MOS功率晶体管，其输出阻抗为数Ω。\n[0023] 因此，在RF功率放大器中，通常在RF功率放大器的最终放大级的功率晶体管与天线之间连接有输出阻抗匹配电路。例如，输出阻抗匹配电路由线圈和电容器构成。在这种情况下，在用于分析阻抗匹配状态的史密斯圆图(Smith chart)中，开始点在最终放大级的功率晶体管的输出阻抗(数Ω)处，根据输出阻抗匹配电路的线圈的电抗，使阻抗以右旋轨迹在恒定电阻圆上向第一移动目标点移动。根据输出阻抗匹配电路的电容器的电容，使阻抗从第一移动目标点以右旋轨迹最终移动到在电阻轴直线上的50Ω处标准化的值为1+j·0的天线阻抗(50Ω)。\n[0024] 如此，当天线阻抗为50Ω时，能够通过使用输出阻抗匹配电路，在最终放大级的功率晶体管的低输出阻抗与天线的高输入阻抗之间实现阻抗匹配。\n[0025] 但是，当用户错误地用手接触到便携电话终端的天线，或使天线与金属(例如笔记本PC的金属机壳)接触时，变为暂时的阻抗失配状态，天线的输入阻抗暂时急剧减少，RF功率放大器的输出电流显著增大。此时，上述专利文献1所述的与RF功率放大器的电源电压控制的调节器连接的电流限制电路能够将RF功率放大器的输出电流的最大值限制为预定的限制电流值。如此，利用电流限制电路能够克服便携电话终端的电池消耗、RF功率放大器和调节器的损伤。当克服了暂时的阻抗失配的状态，RF功率放大器的输出电流恢复到正常状态时，电流限制电路的电流限制工作停止，RF功率放大器和电源电压控制的调节器能够恢复正常工作。\n[0026] 但是，本发明人等在本发明之前对RF功率模块的开发中发现，若在上述那样的RF功率放大器的电源电压控制的调节器中采用电流限制方式，会存在下述问题。\n[0027] 该问题是，若暂时的阻抗失配状态长时间持续，则会由电流限制电路向RF功率放大器持续流过约1.9A的限制电流，所以便携电话终端的电池会有消耗。而且，还存在产生散热、RF功率模块的其他部件发生故障的危险。\n[0028] 下一个问题是由便携电话终端的故障引起的。例如，设想在安装于便携电话终端的RF功率模块内部，RF功率放大器的最终放大级的功率晶体管的集电极输出或漏极输出与发射极输出或源极之间产生端子短路那样的故障。另外，还设想存在在安装有该RF功率模块的便携电话终端的母(主)插件板的内部布线上发生上述部分的端子短路那样的故障。尤其是GSM方式的便携电话终端出现最大发送功率高至约4W、RF功率放大器的最终放大级的功率晶体管的最大输出电流也接近2A这样的大电流工作。\n[0029] 因此，在长时间使用期间，不能否认会以一定程度的故障概率在RF功率模块内部或母插件板的内部布线上发生上述部分的端子短路。即使发生这样的故障，与上述RF功率放大器的电源电压控制的调节器连接的电流限制电路以预定的限制电流值从便携电话终端电池经由调节器向RF功率放大器持续流过工作电流，电池成为过放电。\n[0030] 作为便携电话终端的电池，通常使用锂离子电池组，该电池组除了锂离子电池单元之外，还包括监视/控制过放电/过充电的电池保护IC和作为异常时的电路切断开关的MOSFET等。因此，当电池组过放电时，电池保护IC将电路切断开关MOSFET截止，能够避免电池的进一步消耗和起火事故。但是，当锂电池组成为电路断路状态时，导致电池保护IC使电路切断开关MOSFET维持在断开状态之外的便携电话终端的总系统停止。\n[0031] 因此，不仅RF功率放大器、RF模拟集成电路、基带处理单元等的工作停止，控制液晶显示部、并监视便携电话终端的电源开关、键盘等的用户进行的操作的应用处理单元的工作也停止。因此，在应用处理单元的工作也停止的状态下，用户使便携电话终端的工作重新开始是不可能的，用户只能去电器店等服务站进行便携电话终端的故障修理。\n[0032] 如此，显然存在如下问题，即，若在RF功率放大器的电源电压控制的调节器采用电流限制方式，则以RF功率放大器的故障为触发而引起用户不能应对的便携电话终端的总系统停止。\n[0033] 另外，在上述专利文献1所述的电流限制电路中，显然还存在如下问题，即，限制RF功率放大器的最大输出电流的限制电流值会受到用检测电流Isen与基准电流的电流差所驱动的NMOS晶体管的栅极阈值电压的偏差和PMOS电流反射镜的配对比的偏差的影响。\n[0034] 本发明是鉴于以上的本发明人等在本发明之前所研究的结果而作出的。\n[0035] 因此，本发明的目的在于，即使阻抗失配的状态长时间持续，也可减少便携电话终端的电池消耗。\n[0036] 本发明的另一目的在于，提供一种不存在以RF功率放大器的故障为触发而引起便携电话终端的总系统停止的RF功率放大器的电源电压控制的调节器的电流保护方式。\n[0037] 同样，本发明的又一目的在于，提供一种偏差影响小的电流保护方式。\n[0038] 本发明的上述及其他目的和新特征，将通过本说明书的记载和附图而得以明确。\n[0039] 简要说明本申请公开的发明中的代表性的发明，如下所述。\n[0040] 即，本发明的代表性RF功率放大装置包括RF功率放大器(RFPA)和电源供给电路(Pwr_Cnt)(参照图1)。\n[0041] 电源供给电路响应功率控制信号(Vapc)的电平来控制供给到RF功率放大器的电源电压(VLDO)的电平。\n[0042] 电源供给电路包括生成与电源电压的电源电流(ILDO)对应的检测信号(Vsen)的电源电流检测电路。电源供给电路包括响应检测信号(Vsen)的电平来控制电源电流(ILDO)电平的电流控制部(Cmp1、Cmp2、FF1、NAND3、Qp4)。\n[0043] 响应检测信号电平(Vsen)与同电源电流允许电平(ILDO(Max))对应的允许检测信号电平(Vsh)一致来将电源电流(ILDO)控制为被设定成小于允许电平(ILDO(Max))电流的限制电流。\n[0044] 简要说明本申请公开的发明中的代表性的发明所得到的效果，如下所述。即，即使阻抗失配的状态长时间持续，也可减少便携电话终端的电池消耗。\n附图说明\n[0045] 图1是表示本发明一实施方式的构成极性环发送器的RF放大器模块的结构的图，该极性环发送器实现与基地站通信的移动电话终端用的EDGE方式的发送功能。\n[0046] 图2是说明图1所示的本发明一实施方式的极性环发送器内部的功率控制单元的LDO型调节器的电流电平检测电路的过电流保护工作的图。\n[0047] 图3是表示本发明一具体实施方式的包括极性环发送器的RF放大器模块结构的图，该极性环发送器实现与基站执行多频带通信的便携电话终端用的EDGE方式的发送功能。\n[0048] 图4是表示将图1所示的本发明的上述一实施方式的RF功率模块和通信用半导体集成电路组合而成的便携电话终端的极性环发送器的整体结构的图。\n[0049] 图5是表示与图4所示的RFIC连接的基带信号处理LSI和应用处理器等设备的图。\n[0050] 图6是表示GSM标准所预定的发送时隙的初期发送功率的斜升的图。\n[0051] 图7是表示GSM标准所预定的发送时隙的末期发送功率的斜降的图。\n[0052] 图8是表示由GMSK标准预定的便携电话终端设备的RF发送信号的频谱的图。\n[0053] 图9是表示GSM·EDGE发送系统的RF功率放大器模块所安装的本发明另一实施方式的集成化DC/DC转换器结构的图。\n[0054] 图10是表示图1所示的功率控制单元的发送使能信号、斜率控制电压、检测电压、比较器的输出、NAND电路、变频器的输出波形的图。\n[0055] 标号说明\n[0056] RFPA...RF功率放大器芯片\n[0057] Pwr_cnt...功率控制单元\n[0058] MN...输出匹配电路\n[0059] Pcpl...功率检测用定向耦合器\n[0060] ANT...天线\n[0061] Reg...LDO型调节器\n[0062] V_gen...电压发生电路\n[0063] VLDO...电源电压\n[0064] ILDO...电源电流\n[0065] Isen...检测电流\n[0066] Vsen...检测电压\n[0067] Vsh...停机基准电压\n[0068] Sh_SW...停机开关\n[0069] Qp4...P沟道MOS晶体管\n[0070] Qp1...大尺寸P沟道MOS晶体管\n[0071] Qp2...小尺寸P沟道MOS晶体管\n[0072] OpAmp1...差动放大器\n[0073] Vapc...自动功率控制信号\n[0074] Vramp...斜率控制信号\n[0075] R1、R2...电阻分压负反馈电路\n[0076] Qp3...P沟道控制MOS晶体管\n[0077] Rsen...检测电阻\n[0078] Cmp1、Cmp2...比较器\n[0079] FF1...锁存器\n[0080] NAND1、2、3...NAND电路\n[0081] Inv1、2...变频器\n[0082] Tx_En...发送使能信号\n具体实施方式\n[0083] 首先，说明本申请公开的发明中的代表性实施方式的概要。在代表性实施方式的概要说明中，标注括号参照的附图标记不过是例示包含于标注该附图标记的构成要素概念中的组成。\n[0084] (1)本发明的代表性实施方式的RF功率放大装置包括RF功率放大器(RFPA)和电源供给电路(Pwr_Cnt)。\n[0085] 上述电源供给电路(Pwr_Cnt)对上述RF功率放大器(RFPA)供给电源电压(VLDO)。\n[0086] 上述电源供给电路通过响应功率控制信号(Vapc)的电平来控制供给到上述RF功率放大器的上述电源电压的电平。\n[0087] 上述电源供给电路包括生成与供给到上述RF功率放大器的上述电源电压的电源电流(ILDO)对应的检测信号(Vsen)的电源电流检测电路(Qp2、OPAmp2、Qp3、Rsen)。\n[0088] 上述电源供给电路包括响应由上述电源电流检测电路生成的上述检测信号的电平来控制上述电源电压的上述电源电流的电平的电流控制部(Cmp1、Cmp2、NAND1、NAND2、NAND3、Inv1、Inv2、Inv3、Qp4)。\n[0089] 上述电流控制部构成为响应由上述电源电流检测电路生成的上述检测信号(Vsen)的电平与同上述电源电流的允许电平(ILDO(Max))对应的允许检测信号电平(Vsh)相一致而将上述电源电流控制为被设定成小于上述电源电流的上述允许电平的限制电流。\n[0090] 在优选实施方式的电源供给电路中，上述电流控制部包括停机开关(Qp4)。响应由上述电源电流检测电路生成的上述检测信号的电平与上述允许检测信号电平相一致，上述电流控制部的上述停机开关被控制为断开状态。上述限制电流是上述电流控制部的上述停机开关处于上述断开状态时的停机电流。\n[0091] 根据上述优选实施方式，即使阻抗失配的状态长时间持续，也能够减少便携电话终端的电池消耗。\n[0092] 在更优选的实施方式中，上述电流控制部包括锁存器(FF1、NAND1、NAND2)。\n[0093] 上述RF功率放大器执行GSM方式的发送时隙的发送工作。\n[0094] 供给到上述电源供给电路的上述功率控制信号(Vapc)是用于上述GSM方式的上述发送时隙的斜升和斜降的斜率控制电压(Vramp)。\n[0095] 上述电流控制部的上述锁存器在上述斜率控制电压的上述斜升时被设定为一个状态，从而上述电源供给电路自动向上述RF功率放大器供给上述电源电压(VLDO)和上述电源电流(ILDO)。\n[0096] 响应由上述电源电流检测电路生成的上述检测信号的电平与上述允许检测信号电平相一致，上述电流控制部的上述锁存器被设定为与上述一个状态不同的另一个状态，从而上述电流控制部的上述锁存器将上述停机开关控制为上述断开状态。\n[0097] 在更优选的实施方式中，上述功率控制信号(Vapc)是EDGE方式的AM控制输入信号。\n[0098] 上述RF功率放大器也执行EDGE方式的发送时隙的发送工作。\n[0099] 在更优选的另一实施方式中，上述电源供给电路包括串联调节器和开关调节器中至少任一个(参照图1、图9)。\n[0100] 另外，在更优选的又一实施方式中，上述电源供给部包括第一P沟道MOS晶体管(Qp1)，上述第一P沟道MOS晶体管将上述电源电压和上述电源电流供给到上述RF功率放大器。\n[0101] 上述电源电流检测电路包括上述差动放大器(OpAmp2)、第二P沟道MOS晶体管(Qp2)、第三P沟道MOS晶体管(Qp3)、和检测电阻(Rsen)。\n[0102] 上述第二P沟道MOS晶体管的源极和栅极分别与上述第一P沟道MOS晶体管的源极和栅极连接。\n[0103] 上述差动放大器的非反相输入端子(+)与上述第一P沟道MOS晶体管的漏极连接，上述差动放大器的反相输入端子(-)与上述第二P沟道MOS晶体管的漏极和上述第三P沟道MOS晶体管的源极连接。\n[0104] 上述第三P沟道MOS晶体管的栅极与上述差动放大器的输出端子连接，从上述第三P沟道MOS晶体管的漏极向上述检测电阻供给与上述电源电流成比例的检测电流，从上述检测电阻的两端生成作为上述检测信号的检测电压(参照图1)。\n[0105] 在具体的实施方式中，上述电源供给电路和上述RF功率放大器形成在RF功率模块的封装内部(参照图3)。\n[0106] 在更具体的实施方式中，上述电流控制部包括检测上述检测信号(Vsen)电平与上述允许检测信号电平(Vsh)一致的电压比较器(Cmp1)(参照图1)。\n[0107] (2)本发明另一方面的代表性实施方式的电源供给电路(Pwr_Cnt)向RF功率放大器(RFPA)供给电源电压(VLDO)。\n[0108] 上述电源供给电路通过响应功率控制信号(Vapc)的电平来控制供给到上述RF功率放大器的上述电源电压的电平(参照图1)。\n[0109] 上述电源供给电路包括生成与供给到上述RF功率放大器的上述电源电压的电源电流(ILDO)对应的检测信号(Vsen)的电源电流检测电路(Qp2、OPAmp2、Qp3、Rsen)。\n[0110] 上述电源供给电路包括通过响应由上述电源电流检测电路生成的上述检测信号的电平来控制上述电源电压的上述电源电流电平的电流控制部(Cmp1、Cmp2、NAND1、NAND2、NAND3、Inv1、Inv2、Inv3、Qp4)。\n[0111] 上述电流控制部构成为响应由上述电源电流检测电路生成的上述检测信号(Vsen)的电平与同上述电源电流的允许电平(ILDO(Max))对应的允许检测信号电平(Vsh)相一致而将上述电源电流控制为被设定成小于上述电源电流的上述允许电平的限制电流。\n[0112] 在优选实施方式的电源供给电路中，上述电流控制部包括停机开关(Qp4)。响应由上述电源电流检测电路生成的上述检测信号的电平与上述允许检测信号电平相一致，上述电流控制部的上述停机开关被控制为断开状态。上述限制电流是上述电流控制部的上述停机开关处于上述断开状态时的停机电流。\n[0113] 在更优选的实施方式中，上述电流控制部包括锁存器(FF1：NAND1、NAND2)。\n[0114] 上述RF功率放大器执行GSM方式的发送时隙的发送工作。\n[0115] 供给到上述电源供给电路的上述功率控制信号(Vapc)是用于上述GSM方式的上述发送时隙的斜升和斜降的斜率控制电压(Vramp)。\n[0116] 上述电流控制部的上述锁存器在上述斜率控制电压的上述斜升时被设定为一个状态，从而上述电源供给电路自动向上述RF功率放大器供给上述电源电压(VLDO)和上述电源电流(ILDO)。\n[0117] 响应由上述电源电流检测电路生成的上述检测信号的电平与上述允许检测信号电平相一致，上述电流控制部的上述锁存器被设定为与上述一个状态不同的另一个状态，从而上述电流控制部的上述锁存器将上述停机开关控制为上述断开状态。\n[0118] 在更优选的实施方式中，上述功率控制信号(Vapc)是EDGE方式的AM控制输入信号。\n[0119] 上述RF功率放大器也执行EDGE方式的发送时隙的发送工作。\n[0120] 在更优选的另一实施方式中，上述电源供给电路包括串联调节器和开关调节器中至少任一个(参照图1、图9)。\n[0121] 在更优选的又一实施方式中，上述电源供给部包括第一P沟道MOS晶体管(Qp1)，上述第一P沟道MOS晶体管向上述RF功率放大器供给上述电源电压和上述电源电流。\n[0122] 上述电源电流检测电路包括上述差动放大器(OpAmp2)、第二P沟道MOS晶体管(Qp2)、第三P沟道MOS晶体管(Qp3)、和检测电阻(Rsen)。\n[0123] 上述第二P沟道MOS晶体管的源极和栅极分别与上述第一P沟道MOS晶体管的源极和栅极连接。\n[0124] 上述差动放大器的非反相输入端子(+)与上述第一P沟道MOS晶体管的漏极连接，上述差动放大器的反相输入端子(-)与上述第二P沟道MOS晶体管的漏极和上述第三P沟道MOS晶体管的源极连接。\n[0125] 上述第三P沟道MOS晶体管的栅极与上述差动放大器的输出端子连接，从上述第三P沟道MOS晶体管的漏极向上述检测电阻供给与上述电源电流成比例的检测电流，从上述检测电阻的两端生成作为上述检测信号的检测电压(参照图1)。\n[0126] 在具体的实施方式中，上述电源供给电路和上述RF功率放大器形成在RF功率模块的封装内部(参照图3)。\n[0127] 在更具体的实施方式中，上述电流控制部包括检测上述检测信号(Vsen)电平与上述允许检测信号电平(Vsh)一致的电压比较器(Cmp1)(参照图1)。\n[0128] 《实施方式的说明》\n[0129] 接着，进一步详细说明实施方式。\n[0130] 《实现EDGE方式的发送功能的极性环发送器》\n[0131] 图1是表示本发明一实施方式的构成极性环发送器的RF放大器模块的图，该极性环发送器实现用于与基站通信的便携电话终端的EDGE方式的发送功能。\n[0132] 图1的极性环发送器包括RF功率放大器RFPA、输出匹配电路MN、功率检测用定向耦合器Pcp1、天线ANT、功率控制单元Pwr_Cnt。\n[0133] 此外，RF功率放大器RFPA形成在GaAs·MMIC(微波单片集成电路)的GaAs半导体芯片上，功率控制单元Pwr_Cnt形成在CMOS单片集成电路的硅半导体芯片上。此外，便携电话的锂离子电池组的电池单元的电池电压Vbat在3.1～4.2V的电压范围内，该电池电压Vbat被供给到功率控制单元Pwr_Cnt。\n[0134] 向RF功率放大器RFPA的RF输入端子供给由便携电话终端的RF模拟集成电路(RFIC)的发送信号处理单元生成的RF发送输入信号RFin。RF功率放大器RFPA通过初级的RF放大电路1st_Amp、第二级的RF放大电路2nd_Amp、和最终级的RF放大电路3rd_Amp级联连接而构成。最终级的RF放大电路3rd_Amp的输出端子的RF发送放大输出信号RFout经由输出匹配电路MN和功率检测用定向耦合器Pcpl而被供给到具有50Ω输入阻抗的便携电话终端的天线ANT。\n[0135] 输出匹配电路MN在RF放大器RFPA的最终级RF放大电路3rd_Amp的功率晶体管(未图示)的低输出阻抗(数Ω)与天线ANT的高输入阻抗(50Ω)之间进行阻抗匹配。从功率检测用定向耦合器Pcpl得到的RF功率信号的一部分Pdet例如被RFIC(未图示)的功率检波电路检波，RF功率检波输出信号被供给到RFIC的误差放大器的一个输入端子。由基带处理单元(未图示)向误差放大器的另一个输入端子供给用于GSM方式的发送时隙的斜升和斜降的斜率控制信号Vramp和EDGE方式的AM控制输入信号。该误差放大器的输出信号、即自动功率控制信号Vapc在EDGE方式中是AM控制输入信号。该自动功率控制信号Vapc在GSM方式中是用于发送时隙的斜升和斜降的斜率控制电压Vramp。\n[0136] 向功率控制单元Pwr_Cnt的LDO型调节器Reg供给来自便携电话电池的电池电压Vbat和来自RFIC的误差放大器输出的自动功率控制信号Vapc(斜率控制电压Vramp)。\n从功率控制单元Pwr_Cnt的LDO型调节器Reg向RF功率放大器RFPA供给集电极电源电压VLDO。供给到RF功率放大器RFPA的集电极电源电压VLDO的电压电平被供给到调节器Reg的差动放大器OpAmp1的反相输入端子(-)的自动功率控制信号Vapc(斜率控制电压Vramp)的电平准确地控制。\n[0137] 即，功率控制单元Pwr_Cnt的LDO型调节器Reg由第一差动放大器OpAmp1、大尺寸P沟道MOS晶体管Qp1、电阻分压负反馈电路R1、R2构成。因此，供给到RF功率放大器RFPA的集电极电源电压VLDO的电压电平由下式确定。\n[0138] VLDO＝(R1+R2)·Vapc/R2···(式1)\n[0139] 另外，为了在从功率控制单元Pwr_Cnt的LDO型调节器Reg向RF功率放大器RFPA供给的电源电流ILDO过大时使LDO型调节器Reg停机，功率控制单元Pwr_Cnt包括如下电路。\n[0140] 首先，功率控制单元Pwr_Cnt的LDO型调节器Reg包括检测向RF功率放大器RFPA供给的电源电流ILDO的电流电平的检测电路。该电流电平检测电路由小尺寸P沟道MOS晶体管Qp2、第二差动放大器OpAmp2、P沟道控制MOS晶体管Qp3、外加独立部件的检测电阻Rsen构成。\n[0141] 小尺寸P沟道MOS晶体管Qp2与向RF功率放大器RFPA供给集电极电源电压VLDO和电源电流ILDO的大尺寸P沟道MOS晶体管Qp1并联连接。与流过大尺寸MOS晶体管Qp1的电源电流ILDO成比例的小尺寸MOS晶体管Qp2的检测电流Isen经由通过第二差动放大器OpAmp2的输出所控制的P沟道控制MOS晶体管Qp3的源极/漏极路径而被供给到检测电阻Rsen。\n[0142] 小尺寸MOS晶体管Qp2的检测电流Isen由检测电阻Rsen转换为检测电压Vsen，检测电压Vsen被供给到比较器Cmp1的非反相输入端子(+)。向比较器Cmp1的反相输入端子(-)供给在电压发生电路V_gen生成的停机基准电压Vsh。在电压发生电路V_gen，集成电路的制造工艺依存性、温度依存性和电源电压依存性极小的约1.2V的带隙参照电压VBGR被供给到差动放大器OpAmp3的反相输入端子(-)。由差动放大器OpAmp3的输出控制两个P沟道MOS晶体管Qp5、Qp6的栅极输入，与一方MOS晶体管Qp5的漏极连接的电阻R3的电压被供给到差动放大器OpAmp3的非反相输入端子(+)。因此，在与另一方P沟道MOS晶体管Qp6的漏极连接的电阻R4生成与带隙参照电压VBGR成比例的稳定的停机基准电压Vsh，停机基准电压Vsh被供给到比较器Cmp1的反相输入端子(-)。此外，在一方P沟道MOS晶体管Qp5的漏极与栅极之间连接有用于相位补偿的电容C1和电阻R5的串联连接。此外，也能够在其他的PMOS晶体管Qp1、Qp2、Qp3的各晶体管的漏极与栅极之间连接由电容和电阻的串联连接构成的相位补偿电路。\n[0143] 《利用斜率控制电压进行的锁存器的复位》\n[0144] 首先，在锁存器FF1为了过电流保护而被设为置位状态之前，锁存器FF1响应自动功率控制信号Vapc(斜率控制电压Vramp)而由下述说明的复位控制电路设定为复位状态。该复位控制电路是向反相输入端子(-)供给自动功率控制信号Vapc(斜率控制电压Vramp)、向非反相输入端子(+)供给基准电压Vref的比较器Cmp2。\n[0145] 图10是表示图1所示的功率控制单元Pwr_Cnt的发送使能信号Tx_En、斜率控制电压Vramp、检测电压Vsen、比较器Cmp1、Cmp2的输出、NAND电路NAND1、NAND2、NAND3、变频器Inv3的输出波形的图。\n[0146] 在GSM方式的发送时隙中的斜升初期的经过预定时间之前，反相输入端子(-)的斜率控制电压Vramp的电平低于非反相输入端子(+)的基准电压Vref电平。因此，如图10所示，比较器Cmp2的输出是高电平“1”，锁存器FF1为复位状态。即，NAND电路NAND1的输出信号/Q为低电平“0”，NAND电路NAND2的输出为高电平“1”，NAND电路NAND3的输出也为高电平“1”。结果，输入与NAND电路NAND3的输出连接的变频器Inv3的输出的停机输出信号Sh_Dwn为低电平“0”。\n[0147] 其后，发送使能信号Tx_En从低电平“0”变化到高电平“1”后，经过预定时间，斜率控制电压Vramp成为电平高于基准电压Vref的高电平。因此，在经过了时间后，作为复位控制电路的比较器Cmp2的输出如图10所示那样从高电平“1”向低电平“0”变化，但比较器Cmp2输出从高电平向低电平变化时的驱动能力被设定得较小。结果，输入由比较器Cmp2输出驱动的NAND电路NAND1的输出信号/Q的从低电平“0”向高电平“1”的变化也较小。\n因此，NAND电路NAND2的输出和NAND电路NAND3的输出的从高电平“1”向低电平“0”的变化也较小。\n[0148] 如此，在斜升初期的经过预定时间之前和经过了预定时间之后，由NAND电路NAND1、2、3、变频器Inv3构成的锁存器FF1的复位状态被维持。因此，如图10所示，输入与NAND电路NAND3输出连接变频器Inv3的输出的停机输出信号Sh_Dwn为低电平“0”，作为停机开关Sh_Sw的P沟道MOS晶体管Qp4被控制为导通状态。如此，能够将来自便携电话电池的电池电压Vbat经由功率控制单元Pwr_Cnt的LDO型调节器Reg供给到整个RF功率放大器RFPA。\n[0149] 另外，在GSM方式的发送时隙中的斜降后期，反相输入端子(-)的斜率控制电压Vramp的电平低于非反相输入端子(+)的基准电压Vref的电平。因此，如图10所示，比较器Cmp2的输出为高电平“1”，锁存器FF1为复位状态，NAND电路NAND1的输出信号/Q为低电平“0”，NAND电路NAND2、3的输出为高电平“1”，停机输出信号Sh_Dwn为低电平“0”。\n[0150] 《由过大电源电流对锁存器的置位》\n[0151] 接着，例如天线ANT的阻抗降低、或RF功率放大器的最终放大级的功率晶体管产生短路故障时，从功率控制单元Pwr_Cnt的LDO型调节器Reg向RF功率放大器RFPA供给的电源电流ILDO变得过大。\n[0152] 于是，供给到非反相输入端子(+)的检测电阻Rsen的检测电压Vsen电平大于供给到比较器Cmp1的反相输入端子(-)的停机基准电压Vsh的电平。因此，如图10所示，与锁存器FF1的置位输入端子S连接的比较器Cmp1的输出从低电平“0”变成高电平“1”，NAND电路NAND2的输出从高电平“1”变成低电平“0”。因此，如图10所示，NAND电路NAND1的输出信号/Q从低电平“0”变成高电平“1”，锁存器FF1从复位状态变成置位状态。\n[0153] 结果，与锁存器FF1的输出信号/Q连接的NAND电路NAND3的输出从低电平“0”变成高电平“1”，因此输入与NAND电路NAND3的输出连接的变频器Inv3的输出的停机输出信号Sh_Dwn从低电平“0”变成高电平“1”。因此，作为停机开关Sh_Sw的P沟道MOS晶体管Qp4被从导通状态控制为截止状态。结果，功率控制单元Pwr_Cnt的LDO型调节器Reg整个被控制为停机状态，向RF功率放大器RFPA供给的电源电流ILDO也被切断。如此，即使输出匹配电路MN中的阻抗失配的状态长时间持续，也能减少便携电话终端的电池消耗。\n[0154] 如此，停机开关Sh_Sw的P沟道MOS晶体管Qp4被控制为截止状态，功率控制单元Pwr_Cnt的调节器Reg整个被控制为停机状态。其间，变频器Inv3输出的停机输出信号Sh_Dwn维持在高电平“1”。\n[0155] 作为优选实施方式，在该过电流切断保护工作期间的高电平“1”的停机输出信号Sh_Dwn被供给到基带处理单元和应用处理单元中至少任一个。结果，用户能够从便携电话终端的液晶显示部的警告显示得知正执行过电流切断保护工作。在极长时间范围液晶显示部显示着该警告显示的情况下，能够在便携电话终端的总系统停机之前，将其送到服务站进行故障修理。\n[0156] 《电流电平检测电路的详细》\n[0157] 在电流电平检测电路中，小尺寸P沟道MOS晶体管Qp2与向RF放大器RFPA供给集电极电源电压VLDO和电源电流ILDO的大尺寸P沟道MOS晶体管Qp1并联连接。第二差动放大器OpAmp2的非反相输入端子(+)与大尺寸PMOS晶体管Qp1的漏极连接，反相输入端子(-)与小尺寸PMOS晶体管Qp2的漏极和P沟道控制MOS晶体管Qp3的源极连接，输出端子与P沟道控制MOS晶体管Qp3的栅极连接。\n[0158] 因此，第二差动放大器OpAmp2与P沟道控制MOS晶体管Qp3构成电压输出器，该电压输出器将大尺寸PMOS晶体管Qp1的漏极电压复制到小尺寸PMOS晶体管Qp2的漏极。\n因此，能够使小尺寸PMOS晶体管Qp2的源极/漏极电压与大尺寸PMOS晶体管Qp1的源极/漏极电压大致相等。结果，能够将与流过大尺寸PMOS晶体管Qp1的电源电流ILDO成正比例的小尺寸PMOS晶体管Qp2的检测电流Isen供给到检测电阻Rsen。\n[0159] 另外，进而，比较反相输入端子(-)的停机基准电压Vsh与非反相输入端子(+)的检测电阻Rsen的检测电压Vsen的比较器Cmp1，如图1右下那样由N沟道MOS晶体管Qn1、Qn2的差动晶体管对构成。形成在CMOS单片集成电路的硅半导体芯片上的N沟道MOS晶体管Qn1、Qn2的差动晶体管对的栅极阈值电压的配对精度较高，因此能够实现对元件偏差影响较小的过电流保护。\n[0160] 另外，在电流电平检测电路将小尺寸PMOS晶体管Qp2的检测电流Isen转换为检测电压Vsen的检测电阻Rsen不是功率控制单元Pwr_Cnt的CMOS单片集成电路的半导体芯片内部的半导体电阻，是由外加独立部件的检测电阻构成。\n[0161] 半导体芯片内部的半导体电阻具有约±30％的较大偏差，因此，电流电压转换后的转换电压也具有约±30％的较大偏差。由于能够购买外加独立部件的电阻部件的偏差为约±5％以下的电阻部件，因此，能够使由检测电阻Rsen转换的检测电压Vsen也为约±5％以下。结果，能够实现对偏差较小的过电流保护工作。\n[0162] 《电流电平检测电路进行的过电流切断保护工作》\n[0163] 图2是说明图1所示的本发明一个实施方式的极性环发送器内部的功率控制单元Pwr_Cnt的LDO型调节器Reg的电流电平检测电路进行的过电流保护工作的图。图2的纵轴表示电压和电流，图2的横轴表示时间。在图2的横轴，从时间t1到时间t2期间，对应GSM方式的发送时隙，紧接着时间t1之后对应斜率控制电压Vramp的斜升工作，紧接着时间t2之后对应斜率控制电压Vramp的斜降工作。此外，用于斜升和斜降的斜率控制电压Vramp如开头说明的那样是由基带处理单元(未图示)供给。\n[0164] 图6是表示GSM标准所预定的发送时隙的初期发送功率的斜升的图，图7是表示GSM标准所预定的发送时隙的末期发送功率的斜降的图。在图6中，发送功率的斜升特性L3需要存在于虚线L1与虚线L2之间，在图7中，发送功率的斜升特性L3需要存在于虚线L1与虚线L2之间。若该发送功率的斜升特性与发送功率的斜降特性不满足GSM标准，则不能满足在GSM采用的GMSK的RF发送信号的频谱。若不能满足预定的RF发送信号的频谱，则不能充分抑制不希望的相邻信道干扰信号电平(ACPR)。\n[0165] 图8是表示由GMSK标准预定的便携电话终端设备的RF发送信号的频谱的图，粗实线PSD是由GMSK标准预定的电平。在中心频率(RF发送频率)的附近±200KHz处的衰减量为-30dBm以下，在中心频率(RF发送频率)的附近±400KHz处的衰减量为-60dBm以下。细实线表示满足该标准的例子。\n[0166] 返回叙述图2的过电流切断保护工作。在图2中从时间t1到时间t2期间的GSM方式的发送时隙中，响应由基带处理单元(未图示)供给的斜率控制电压Vramp而使从调节器Reg供给到RF功率放大器RFPA的集电极电源电压VLDO斜坡升降。由于天线ANT的阻抗降低而使从调节器Reg供给到RF功率放大器RFPA的电源电流ILDO过大而达到了最大允许电源电流ILDO(Max)时，锁存器FF1从复位状态变化到置位状态。结果，停机开关Sh_Sw的P沟道MOS晶体管Qp4变换到截止状态，功率控制单元Pwr_Cnt的LDO型调节器Reg整个被控制为停机状态，向RF放大器RFPA供给的电源电流ILDO也被切断。该过电流切断保护工作持续到时间t2，从时间t1到时间t2之间的GSM方式的发送时隙的大部分期间进行电源电流ILDO的切断，因此，能够减少便携电话终端的电池消耗。\n[0167] 在图2的从时间t3到时间t4之间的GSM方式的下一发送时隙中，也是响应从基带处理单元供给的斜率控制电压Vramp而使从调节器Reg供给到RF功率放大器RFPA的集电极电源电压VLDO斜坡升降。此时，当天线ANT的阻抗降低时，也是从调节器Reg供给到RF功率放大器RFPA的电源电流ILDO过大。由于电源电流ILDO达到最大允许电源电流ILDO(Max)，因此锁存器FF1从复位状态变化到置位状态。因此，再次执行过电流切断保护工作，因此即使在输出匹配电路MN的暂时阻抗失配状态长时间持续，也能够减少便携电话终端的电池消耗。\n[0168] 另外，作为更差的状态，即使RF功率放大器的最终放大级的功率晶体管产生短路故障，在GSM方式的下一发送时隙的电源电压VLDO每次斜坡升降时，会执行过电流切断保护工作，因此也能够减少电池消耗。\n[0169] 在图2的从时间t5到时间t6之间的GSM方式的再下一发送时隙中，也响应从基带处理单元供给的斜率控制电压Vramp而使从调节器Reg供给到RF功率放大器RFPA的集电极电源电压VLDO斜坡升降。此时，天线ANT的阻抗降低被消除，恢复到正常的阻抗50Ω。\n于是，从调节器Reg供给到RF功率放大器RFPA的电源电流ILDO不会过大。因此，电源电流ILDO不会达到最大允许电源电流ILDO(Max)，锁存器FF1维持复位状态，不会执行过电流切断保护工作，因此进行RF功率放大器的正常的RF发送输出信号RFin的放大。另外，在图2的从时间t7到时间t8之间的GSM方式的接着下一个发送时隙中，也是天线ANT为正常阻抗，因此不执行过电流切断保护工作，进行RF功率放大器的正常放大。\n[0170] 如上所述，即使从调节器Reg供给到RF功率放大器RFPA的电源电流ILDO过大，锁存器FF1从复位状态变化到置位状态，执行过电流切断保护工作，也会自动再开始从调节器Reg向RF功率放大器RFPA的电源供给。通过调节器Reg响应GSM方式的发送时隙的斜率控制电压Vramp来执行该电源供给的自动再开始。在如断路器那样的通常的切断保护工作中，相对于用户通过手动操作进行再开始工作的繁杂性，利用斜率控制电压Vramp的自动再开始工作是极其有用的。\n[0171] 《多频带对应的RF功率模块》\n[0172] 图3是表示本发明一具体实施方式的包括极性环发送器的RF放大器模块结构的图，该极性环发送器实现用于与基站执行多频带通信的便携电话终端的EDGE方式的发送功能。\n[0173] 图3所示的RF功率模块RF_PA_Md的封装也与图1的RF功率模块一样，包括形成在GaAs·MMIC的GaAs半导体芯片上的RF功率放大器RFPA和形成在CMOS单片集成电路的硅半导体芯片上的功率控制单元Pwr_Cnt。\n[0174] 向图3的RF功率模块RF_PA_Md的左侧供给高频带RF发送输入信号RFin_HB、低频带RF发送输入信号RFin_LB和来自便携电话终端的锂离子电池组的3.1～4.2V的电池电压Vbat。高频带RF发送输入信号RFin_HB是PCS1900的1850～1910MHz和DCS1800的1710～1785MHz的RF发送信号，低频带RF发送输入信号RFin_LB是GSM900的889～\n915MHz和GSM850的824～849MHz的RF发送信号。\n[0175] 高频带RF发送输入信号RFin_HB和低频带RF发送输入信号RFin_LB分别经由带状线SL1H、SL1L和电容C1H、C1L被供给到RF功率放大器RFPA的1号端子和5号端子。电池电压Vbat被供给到功率控制单元Pwr_Cnt的0号端子～7号端子这8个端子。此外，RF功率放大器RFPA的4号端子是接地端子，4号端子与接地电位GND连接。\n[0176] 分别向图3的RF功率模块RF_PA_Md的下侧的11号端子、12号端子、13号端子供给模式控制信号Mod_Sg、自动功率控制信号Vapc(斜率控制电压Vramp)、发送使能信号Tx_En。经由RF功率模块RF_PA_Md下侧的14号端子从功率控制单元Pwr_Cnt的控制部Cnt输出供给到基带处理单元和应用处理单元的至少任一个的停机输出信号Sh_Dwn。来自功率控制单元Pwr_Cnt的控制部Cnt的停机输出信号Sh_Dwn与图1相同，在功率控制单元Pwr_Cnt的LDO型调节器Reg的过电流切断保护工作期间为高电平“1”，结果，能够由液晶显示部显示警告显示。功率控制单元Pwr_Cnt的23号端子是接地端子，24号端子与外加独立部件的检测电阻Rsen连接。从功率控制单元Pwr_Cnt的16号端子到22端子这7个端子生成LDO型调节器Reg的集电极电源电压VLDO，并供给到RF功率放大器RFPA。\n[0177] 在模式控制信号Mod_Sg为测试模式期间，测试偏压从功率控制单元Pwr_Cnt的控制部Cnt经由9号端子而从RF功率放大器RFPA的6号端子施加到评价晶体管Q0。\n[0178] 在模式控制信号Mod_Sg为高频带RF发送模式期间，从功率控制单元Pwr_Cnt的控制部Cnt经由10号端子生成高频带偏压Vbias_HB。该高频带偏压Vbias_HB从RF功率放大器RFPA的2号端子被供给到高频带RF发送信号放大晶体管Q1H、Q2H、Q3H的基极。因此，被供给到RF功率放大器RFPA的1号端子的高频带RF发送输入信号RFin_HB被级联连接的晶体管Q1H、Q2H、Q3H而依次放大。此外，经由RF功率放大器RFPA的23号端子、22号端子和负载电感向晶体管Q1H、Q2H的集电极供给功率控制单元Pwr_Cnt的LDO型调节器Reg的集电极电源电压VLDO。另外，经由RF功率放大器RFPA的17号端子～21号端子这\n5个端子和负载感应器向晶体管Q3H的集电极供给功率控制单元Pwr_Cnt的LDO型调节器Reg的集电极电源电压VLDO。\n[0179] 结果，经由RF功率放大器RFPA的17号端子～21号端子这5个端子和高频带输出匹配电路MN_HB而生成高频带RF发送输出信号RFout_HB。高频带RF发送输出信号RFout_HB被供给到未图示的便携电话终端的天线，并被供给到高频带功率检测用定向耦合器PCp1r_HB。从高频带功率检测用定向耦合器PCp1r_HB得到的高频带RF发送输出信号RFout_HB的一部分例如被RFIC(未图示)的功率检波电路检波，RF功率检波输出信号被供给到RFIC的误差放大器的一个输入端子。\n[0180] 在模式控制信号Mod_Sg为低频带RF发送模式期间，从功率控制单元Pwr_Cnt的控制部Cnt经由8号端子生成低频带偏压Vbias_LB。该低频带偏压Vbias_LB从RF功率放大器RFPA的3号端子被供给到高频带RF发送信号放大晶体管Q1L、Q2L、Q3L的基极。因此，被供给到RF功率放大器RFPA的5号端子的低频带RF发送输入信号RFin_LB被级联连接的晶体管Q1L、Q2L、Q3L依次放大。此外，经由RF功率放大器RFPA的7号端子、8号端子和负载感应器而对晶体管Q1L、Q2L的集电极供给功率控制单元Pwr_Cnt的LDO型调节器Reg的集电极电源电压VLDO。另外，经由RF功率放大器RFPA的9号端子～16号端子这8个端子和负载感应器而对晶体管Q3L的集电极供给功率控制单元Pwr_Cnt的LDO型调节器Reg的集电极电源电压VLDO。\n[0181] 结果，经由RF功率放大器RFPA的9号端子～16号端子这8个端子和低频带输出匹配电路MN_LB而生成低频带RF发送输出信号RFout_LB。低频带RF发送输出信号RFout_LB被供给到未图示的便携电话终端的天线，并被供给到低频带功率检测用定向耦合器PCplr_LB。从低频带功率检测用定向耦合器PCplr_LB得到的低频带RF发送输出信号RFout_LB的一部分例如被RFIC(未图示)的功率检波电路检波，RF功率检波输出信号被供给到RFIC的误差放大器的一个输入端子。\n[0182] 《RF功率模块和RFIC的组合的极性环发送器》\n[0183] 图4是表示将图1所示的本发明的上述一实施方式的RF功率模块和通信用半导体集成电路(RFIC)组合而成的便携电话终端的极性环发送器的整体结构的图。该RFIC采用了用于与基站和通信终端设备的通信使用相位调制和振幅调制的EDGE方式对应的极性环方式的发送方式。在图4中，发送用RF功率放大器203与图1所示的本发明一实施方式的RF功率模块对应。\n[0184] RFIC的一个半导体芯片300包括3个子单元301、302、303。图4中，除了RFIC300之外，还示出了便携电话终端设备的收发用天线100和前端模块200。前端模块200包括天线开关201(ANT_SW)、发送用RF功率放大器203、用于检测来自发送用RF功率放大器203的发送功率的功率耦合器CPL。\n[0185] 在图4中，303是RF载波同步子单元SYN。RF载波同步子单元(SYN)中，系统基准时钟振荡器3031(DCXO)的振荡频率由集成电路RFIC的外部晶体振子501(Xtal)来维持稳定。由施加有来自系统基准时钟振荡器3031(DCXO)的维持稳定振荡频率的系统基准时钟信号的频率合成器3032将RF振荡器3033(RFVCO)的RF振荡频率也维持稳定。RF振荡器3033(RFVCO)的RF输出被供给到分频器3035(1/M)，从而由分频器3035(1/M)的输出得到RF信号ΦRF。该RF信号ΦRF被供给到通信用RF模拟信号处理集成电路RFIC内部的RF接收信号模拟信号处理子单元301(RX SPU)和RF发送信号模拟信号处理子单元302(TX SPU)。即，该RF发送信号模拟信号处理子单元302(TX SPU)由用于与EDGE方式对应的极性环方式构成。\n[0186] 在设定为接收状态的时隙中，前端模块200(FEM)的天线开关201(ANT_SW)与上侧连接。因此，由天线100接收到的RF接收信号经由例如由表面声波设备构成的接收滤波器202(SAW)而供给到RF接收信号模拟信号处理子单元301(RX SPU)的低噪声放大器\n3011(LNA)的输入。该低噪声放大器3011(LNA)的RF放大输出信号被供给到构成接收混频器3012的两个混频电路RX-MIX_I、RX-MIX_Q的一个输入。向两个混频电路RX-MIX_I、RX-MIX_Q的另一个输入供给由90°相位器3013(90Deg)根据来自分频器3035(1/M)的RF信号ΦRF而形成的具有90°相位的两个RF接收载波信号。结果，在接收混频器3012的两个混频电路RX-MIX_I、RX-MIX_Q中，执行从RF接收信号频率向基带信号频率降低的直接降频变换，从输出得到接收模拟基带信号RxABI、RxABQ。该接收模拟基带信号RxABI、RxABQ被由接收时隙设定调整了增益的可变增益放大器3014、3015放大后，由RFIC的芯片内的A/D转换器转换为数字信号。该数字接收信号被供给到未图示的基带处理单元LSI。\n[0187] 在设定为发送状态的时隙中，从未图示的基带信号处理单元LSI向RFIC供给数字发送基带信号。结果，从RFIC内部的未图示的D/A转换器的输出将模拟基带发送信号TxABI、TxABQ供给到RF发送信号模拟信号处理子单元302(TX SPU)的发送混频器3021的两个混频电路TX-MIX_I、TX-MIX_Q的一个输入。来自分频器3035(1/M)输出的RF信号ΦRF被其他分频器3022(1/N)分频，形成约80MHz的中间频率(以下称为IF)的信号ΦIF。\n90°相位器3023(90Deg)根据该IF信号ΦIF而形成的具有90°相位的两个IF发送载波信号被供给到两个混频电路TX-MIX_I、TX-MIX_Q的另一个输入。结果，在发送混频器3021的混频电路TX-MIX_I、TX-MIX_Q中，执行从模拟基带发送信号的频率向IF发送信号提升的升频转换，由加法器3024得到矢量合成后的一个IF发送调制信号。来自加法器3024的IF发送调制信号被供给到构成PM环路3025(PM LP)的相位比较器PC的一个输入，该PM环路\n3025(PM LP)用于RF发送信号模拟信号处理子单元302(TX SPU)的相位调制成分的发送。\n在PM环路3025(PM LP)中，相位比较器PC的输出经由充电泵CP和低通滤波器LF1传送到发送用振荡器TXVCO的控制输入。\n[0188] 进而，在图4中，输入与发送用振荡器TXVCO的输出连接的缓冲放大器BF供给来自电压调节器Vreg的工作电压。发送用电压控制振荡器TXVCO的输出被供给到从分频器\n3035(1/M)供给RF信号ΦRF的PM环用降频混频器DWN_MIX_PM的输入，从而从DWN_MIX_PM的输出得到第一IF发送反馈信号。发送时隙是GSM方式时，该第一IF发送反馈信号经由开关SW_1被供给到构成PM环路3025(PM_LP)的相位比较器PC的另一个输入。结果，发送用RF功率放大器203的输出的发送功率信号包括GSM方式的准确的相位调制信息。另一方面，在发送时隙为GSM方式时，RF模拟信号处理集成电路300内部的斜率信号D/A转换器309(Ramp DAC)的斜率输出电压Vramp经由开关SW2供给到10MHz滤波器315。来自该滤波器315的斜率输出电压Vramp和来自检测发送用RF功率放大器203的发送功率的功率耦合器CPL与功率检测器PDET的发送功率检测信号Vdet被供给到误差放大器Err_Amp。利用由来自误差放大器Err_Amp的输出的自动功率控制电压Vapc进行的集电极电源电压控制和基极偏压控制，发送用RF功率放大器203的放大增益被设定成与基站和便携通信终端装置的距离成比例。此外，从基带LSI那样的基带信号处理单元向斜率信号D/A转换器309供给的数据斜率输入信号是表示发送功率电平的发送功率电平指示信号，与基站和便携通信终端装置的距离成比例地将发送功率电平控制得较高。由该斜率信号D/A转换器309的输出生成模拟的斜率输出电压Vramp。\n[0189] 另一方面，当发送时隙为EDGE方式时，来自加法器3024的IF发送调制信号不仅包括相位调制信息，还包括振幅调制信息。因此，IF发送调制信号不仅从加法器3024被供给到构成PM环路3025(PM_LP)的相位比较器PC的一个输入，还被供给到构成AM环路\n3026(AM_LP)的振幅比较器AC的一个输入。此时，发送用振荡器TXVCO的输出不是经由PM环用降频混频器DWN_MIX_PM供给到相位比较器PC的另一个输入。当然，与发送用RF功率放大器203的发送功率相关的信息(RF发送功率电平RFPLV)经由功率耦合器CPL、可变增益电路MVGA、AM环用降频混频器DWN_MIX_AM供给到相位比较器PC的另一个输入。另外，与发送用RF功率放大器203的发送功率相关的信息(RF发送功率电平RFPLV)经由功率耦合器CPL、可变增益电路MVGA、AM环用降频混频器DWN_MIX_AM供给到构成AM环路3026(AM_LP)的振幅比较器AC的另一个输入。在AM环路3026(AM_LP)中，振幅比较器AC的输出经由低通滤波器LF2、可变增益电路IVGA、电压电流转换器V/I、充电泵CP、开关SW2被供给到\n10MHz滤波器315。其结果，首先利用PM环路3025(PM LP)，对发送用振荡器TXVCO的RF振荡输出信号放大的发送用RF功率放大器203输出的发送功率信号包括EDGE方式的准确相位调制信息。而且，利用AM环路3026(AM LP)，发送用RF功率放大器203输出的发送功率信号还包括EDGE方式的准确振幅调制信息。\n[0190] 在图4的RF模拟信号处理集成电路300中，为使响应斜率信号D/A转换器\n309(Ramp DAC)的斜率电压Vramp的AM环路3026(AMLP)的两个可变增益电路MVGA、IVGA的增益为相反方向，控制电路314(CNTL)响应10位的数字斜率信号而生成8位的两个控制信号。即，响应斜率电压Vramp而可变增益电路MVGA的增益减少时，通过增加可变增益电路IVGA的增益，使两个可变增益电路MVGA、IVGA的增益之和大致恒定。其结果，减轻了AM环路3026的开关频率特性的相位余量响应斜率电压Vramp而显著减小。\n[0191] 《基带信号处理LSI和应用处理器》\n[0192] 图5是表示与图4所示的RFIC连接的基带信号处理LSI和应用处理器等设备的图。\n[0193] 图5的基带信号处理LSI400向图4所示的RFIC供给模拟基带发送信号TxABI、TxABQ。另外，如图5所示，基带信号处理LSI400能够经由第一外部总线506(Bus_1)与第一外部存储器507(MEM_1)和应用处理器510(AP)连接。第一外部存储器507(MEM_1)包括用作基带信号处理LSI400的工作存储器的SRAM、和存储基带信号处理LSI400用的工作程序的非易失性存储器Flash。该非易失性存储器Flash中存储的工作程序包括用于基带处理器401内部的数字信号处理器(DSP)的与GSM方式接收基带信号相关的相位解调和与发送基带信号相关的相位调制的程序。另外，该非易失性存储器Flash包括与EDGE方式的接收基带信号相关的相位解调、振幅解调和与发送基带信号相关的相位调制、振幅调制的程序。\n[0194] 经由第一外部总线506与基带信号处理LSI400连接的应用处理器510(AP)经由第二外部总线511(Bus_2)而与第二外部存储器512(MEM_2)、液晶显示装置513(LCD)和操作键盘输入装置514(INPD)连接。该第二外部存储器512(MEM_2)包括非易失性存储器Flash，该非易失性存储器Flash存储用于应用处理器510的用作工作存储器的SRAM、疑似SRAM(P-SRAM)和应用处理器510的工作程序。进而，在应用处理器510上经由第二总线\n511(Bus_2)还与便携电话终端的电压开关(未图示)连接。\n[0195] 另外，在本发明的优选实施方式中，第二外部存储器512(MEM_2)的非易失性存储器Flash包括移动终端装置的引导程序(移动终端装置通电时或复位时的初始化处理)和操作系统程序(OS)。进而，第二外部存储器512的非易失性存储器Flash还能够存储通用程序语言的执行程序、游戏等各种应用程序等。能够由该便携电话终端装置的引导程序、OS进行时分多址接入方式中的时隙的工作设定。\n[0196] 另外，基带信号处理LSI400和应用处理器510分别由不同的半导体芯片形成，但在其他方式中，应用处理器510为合并在基带信号处理LSI400的半导体芯片上的合并单片。进而，在另一实施方式中，在基带信号处理LSI400和应用处理器510合并而成的合并单片中，还合并了RF模拟信号处理单元300。\n[0197] 另外，如图5所示，来自图1或图3的RF功率模块的停机输出信号Sh_Dwn被供给到基带信号处理LSI400和应用处理器500的至少任一个。其结果，用户能够根据便携电话终端的液晶显示装置513(LCD)的警告显示而执行RF功率模块的功率控制单元Pwr_Cnt的调节器Reg的过电流切断保护工作。\n[0198] 《开关调节器式的集成化DC/DC转换器》\n[0199] 本发明的用于构成EDGE方式极性环发送器的、作为响应斜率控制电压Vramp的供给到RF功率放大器的集电极电源电压的斜坡升降所使用的调节器，不限于上述实施方式的LDO型串联调节器。作为该调节器，能够使用功率效率极高的开关调节器式的DC/DC转换器。\n[0200] 图9是表示GSM·EDGE发送系统的RF功率放大器模块所安装的本发明另一实施方式的集成化DC/DC转换器结构的图。\n[0201] 图9的集成化DC/DC转换器由集成电路(IC)构成。从锂离子电池BT向集成化DC/DC转换器的输入端子T1供给2.3V～4.7V电压范围的电池电压Vbat，从而从输出端子T2生成0.5V～5V电压范围的输出电压VOUT。该输出电压VOUT作为集电极电源电压被供给到RF功率放大器。集成化DC/DC转换器的接地端子T3与接地电位连接，向控制输入端子T4供给斜率控制电压Vramp，向反馈端子T5供给反馈电压VFB。在端子T6、T7之间连接有平滑电感L12。在输入端子T1连接输入滤波电容CIN，在输出端子T2连接输出滤波电容COUT。在输出端子T2与接地电压之间连接有串联连接的两个分压电阻R11、R12。两个分压电阻R11、R12的连接节点的反馈电压VFB被供给到反馈端子T5。例如，通过将两个分压电阻R11、R12的电阻值设定为相等的值，反馈端子T5的反馈电压VFB成为输出端子T2的输出电压VOUT的一半电压。\n另外，两个分压电阻R11、R12也能够在集成化DC/DC转换器的集成电路(IC)内部集成化。\n[0202] 图9的集成化DC/DC转换器(IC)包括控制器10、降压转换器11、升压转换器12。\n响应控制输入端子T4的斜率控制电压Vramp的电平，控制器10、降压转换器11、升压转换器\n12将输入端子T1的电池电压Vbat转换为输出端子T2的输出电压VOUT。由控制器10的控制来使输出端子T2的输出电压VOUT的电平与控制输入端子T4的斜率控制电压Vramp的电平成正比例地相追随。反馈端子T5的反馈电压VFB的电平追随输出端子T2的输出电压VOUT的电平。\n[0203] 如图9下方所示，斜率控制电压Vramp和反馈电压VFB被供给到控制器10的误差放大器EA的非反相输入端子(+)和反相输入端子(-)。反馈电压VFB相对于斜率控制电压Vramp的误差被控制器10的误差放大器EA放大而生成误差放大输出电压VOE。用比较器CMP1、CMP2比较误差放大输出电压VOE与三角波基准振荡器OSC的基准三角波信号，比较器CMP1、CMP2的比较输出信号被供给到脉冲幅度调制控制逻辑100。由控制器10的脉冲幅度调制控制逻辑100的PWM输出控制信号控制降压转换器11和升压转换器12。利用图9的集成化DC/DC转换器(IC)，在将输入端子T1的电池电压Vbat转换为输出端子T2的输出电压VOUT时，由控制输入端子T4的斜率控制电压Vramp的电平准确控制反馈电压VFB和输出电压VOUT的电平。降压转换器11由降压驱动器110、第一PMOS(MP1)和第一NMOS(MN1)构成，升压转换器12由升压驱动器120、第二PMOS(MP2)和第二NMOS(MN2)构成。\n[0204] 另外，在第二PMOS(MP2)的漏极连接有大尺寸P沟道MOS晶体管Qp1的源极和小尺寸P沟道MOS晶体管Qp2的源极。大尺寸P沟道MOS晶体管Qp1的栅极和小尺寸P沟道MOS晶体管Qp2的栅极被控制器10控制。大尺寸P沟道MOS晶体管Qp1的漏极与输出端子T2连接，小尺寸P沟道MOS晶体管Qp2的漏极经由检测端子T3与外部独立部件的检测电阻Rsen连接。由检测电阻Rsen将小尺寸P沟道MOS晶体管Qp2的检测电流Isen转换为检测电压Vsen，检测电压Vsen被供给到控制器10的停机控制器Sh_Cnt。该停机控制器Sh_Cnt与图1相同，由比较器Cmp1、Cmp2、锁存器FF1、两个变频器Inv1、Inv2、NAND电路NAND3、变频器Inv3构成。\n[0205] 因此，当由于天线的阻抗降低、RF功率放大器的最终级功率晶体管的故障而导致从大尺寸P沟道MOS晶体管Qp1向RF功率放大器流过的电源电流过大时，小尺寸P沟道MOS晶体管Qp2的检测电流Isen也变大，检测电压Vsen成为高电平。与其响应，控制器10控制降压驱动器110，从而将降压转换器11的第一PMOS(MP1)控制为截止。因而，图9的整个集成化DC/DC转换器被控制成停机状态，向RF功率放大器输出的电源电流也被切断。如此，即使RF功率放大器的输出匹配电路中的阻抗失配的状态长时间持续，也能减少便携电话终端的电池消耗。\n[0206] 另外，图9的整个集成化DC/DC转换器被控制成停机状态期间，来自控制器10的高电平“1”的停机输出信号Sh_Dwn被供给到基带处理单元和应用处理单元中至少任一方。\n其结果，根据便携电话终端的液晶显示部的警告显示，能够使用户理解正执行过电流切断保护工作。\n[0207] 《集成化DC/DC转换器的降压工作》\n[0208] 设想从锂离子电池BT供给4.0V电压电平的电池电压Vbat，对控制输入端子T4供给1.0V电压电平的斜率控制电压Vramp。因此，图9的集成化DC/DC转换器(IC)的降压转换器11将4.0V电压电平的电池电压Vbat降压转换成2.0V电压电平的输出电压VOUT。\n[0209] PWM控制的降压转换器11的电压转换率取决于导通期间TON和截止期间TOFF。导通期间TON是降压转换器11的第一PMOS(MP1)导通而第一NMOS(MN1)截止的期间，截止期间TOFF是降压转换器11的第一PMOS(MP1)截止而第一NMOS(MN1)导通的期间。PWM控制的降压转换器11的输出电压VOUT取决于导通期间TON和截止期间TOFF而如下式那样是低于电池电压Vbat的值。\n[0210] VOUT＝Vbat·TON/(TON+TOFF)···(式2)\n[0211] 若将导通期间TON和截止期间TOFF设定为相等期间，则生成电池电压Vbat的4.0V电压的一半的2.0V电压电平的输出电压VOUT。\n[0212] 此外，在降压转换器11的降压工作期间，升压转换器12的第二PMOS(MP2)总是维持导通状态，能够将降压转换器11的降压工作的输出电压VOUT供给到输出端子T2。\n[0213] 《集成化DC/DC转换器的升压工作》\n[0214] 设想从锂离子电池BT供给2.0V电压电平的电池电压Vbat，对控制输入端子T4供给2.0V电压电平的斜率控制电压Vramp。因此，图9的集成化DC/DC转换器(IC)的升压转换器12将2.0V电压电平的电池电压Vbat升压转换成4.0V电压电平的输出电压VOUT。\n[0215] PWM控制的升压转换器12的电压转换率取决于导通期间TON和截止期间TOFF。导通期间TON是升压转换器12的第二NMOS(MN2)导通而第二PMOS(MP2)截止的期间，截止期间TOFF是升压转换器12的第二NMOS(MN2)截止而第二PMOS(MP2)导通的期间。PWM控制的升压转换器12的输出电压VOUT取决于导通期间TON和截止期间TOFF而如下式那样是高于电池电压Vbat的值。\n[0216] VOUT＝Vbat·(TON+TOFF)/TOFF···(式3)\n[0217] 此外，在升压转换器12的降压工作期间，降压转换器11的第一PMOS(MP1)总是维持导通状态，能够将来自锂离子电池BT的电池电压Vbat供给到滤波电感L12的一端。\n[0218] 《集成化DC/DC转换器的整体工作》\n[0219] 设想从锂离子电池BT供给约3.6V电压电平的电池电压Vbat，对控制输入端子T4供给约1.8V电压电平的斜率控制电压Vramp。因此，图9的集成化DC/DC转换器(IC)的降压转换器11和升压转换器12将约3.6V电压电平的电池电压Vbat电压整体转换为约3.6V电压电平的输出电压VOUT。\n[0220] 以上，根据实施方式具体说明了本发明人完成的发明，但本发明不限于此，当然，在不脱离其要旨的范围内，可以进行各种变更。\n[0221] 例如，在图1中作为检测发送用RF功率放大器的发送功率的功率检测用定向耦合器Pcpl，能够采用以电磁方式或电容方式检测RF功率放大器的发送功率的耦合器。作为该功率检测用耦合器，除此之外，还能够采用电流读出式检测器。该电流传感式检测器将检测放大元件与RF功率放大器的最终级功率放大元件并联连接，与最终级功率放大元件的DC/AC工作电流成比例的较小的检测DC/AC工作电流流过检测放大元件。\n[0222] 另外，图3的RF发送信号放大晶体管Q1H、Q2H、Q3H、Q1L、Q2L、Q3L不仅使用GaAs异质结双极性晶体管(HBT)，还能够使用硅锗型HBT。硅锗型HBT是使基极层为硅锗的窄带隙、发射极层为硅的宽带隙而成的部件。\n[0223] 另外，还能够将RF发送信号放大晶体管作为被称作LD(LateralDiffused)MOS的硅功率MOS晶体管。\n[0224] 其结果，在图3的RF功率模块RF_PA_Md中，能够使RF功率放大器RFPA和功率控制单元Pwr_Cnt形成在BiCMOS的单芯片单片集成电路中。\n[0225] 另外，本发明不仅适用于切断式的过电流保护方式，还适用于电流限制方式的过电流保护方式。\n[0226] 在此时的电流限制方式中，在图1中，省略了停机开关Sh_SW的P沟道MOS晶体管Qp4，并将电池电压Vbat直接供给到LDO型调节器Reg的大尺寸P沟道MOS晶体管Qp1的源极和小尺寸P沟道MOS晶体管Qp1的源极。\n[0227] 电压发生电路V_gen的基准电压Vsh被供给到反相输入端子(-)、并且将检测电阻Rsen的检测电压Vsen被供给到非反相输入端子(+)的比较器Cmpl的输出电压供给到LDO型调节器Reg的大尺寸P沟道MOS晶体管Qp1的栅极和小尺寸P沟道MOS晶体管Qp1的栅极。\n[0228] 因此，当由于天线的阻抗降低或最终放大级的功率晶体管的故障而使RF功率放大器的电源电流增大时，检测电阻Rsen的检测电压Vsen增加。比较器Cmpl由差动放大器构成，因此非反相输入端子(+)的检测电压Vsen增加至反相输入端子(-)的基准电压Vsh电平时，比较器Cmpl的输出电压电平上升。由于比较器Cmp1的输出而使LDO型调节器Reg的大尺寸P沟道MOS晶体管Qp1的栅极电压和小尺寸P沟道MOS晶体管Qp1的栅极电压上升，从而大尺寸P沟道MOS晶体管Qp1和小尺寸P沟道MOS晶体管Qp1的漏极电流不会增大到其以上。如此，能够实现电流限制方式的过电流保护方式。\n[0229] 另外，比较器Cmpl由CMOS单片集成电路内部的N沟道MOS晶体管Qn1、Qn2的差动晶体管对构成，因此能够实现元件偏差影响小的电流限制方式的过电流保护。\n[0230] 进而，本发明除了利用时多分址(TDMA)的GSM方式、EDGE方式之外，还能够适用于利用码分多址(CDMA)的WCDMA方式的便携电话终端。\n[0231] CDMA方式不是如TDMA方式那样进行发送时隙、接收时隙的分时收发功能切换，而是进行使用低发送RF频率与高接收RF频率的差异的并联收发。因此，执行过电流切断保护工作之后的电源供给的自动再开始可通过响应用户的操作对便携电话终端的再接入电源或通话开始而执行。