具有切口的传输和/或接收天线

1.一种电磁传输和/或接收天线(10)，具有以平螺线形成的导 线，所述螺线至少包括两匝，所述天线的特征在于至少包括一个切口 (12)，所述切口用于减少匝间电容。
2.根据权利要求1的传输和/或接收天线(10)，其中，导线放 置成螺线型，其长度至少等于所述电磁波的1/4波长。
3.根据权利要求2的传输和/或接收天线(10)，其中，所述切 口也以使切口的每一侧的所述导线形成相等的部分的方式来分布。
4.根据权利要求3的传输和/或接收天线(10)，其中，具有三 个均匀分布的切口。
5.根据权利要求1到4的任何一个的传输和/或接收天线(10)， 所述天线可被应用于无接触通信系统中的读取器的天线，其中，读取 器以这样一种方式向便携式物体发送电磁信号，当便携式物体发送返 回识别信号给所述读取器时，读取器能够识别出所述便携式物体的持 有者。
6.根据权利要求5的传输和/或接收天线(10)，其中，所述无 接触通信系统是一种用于获得接入受控接入区的系统。
7.根据权利要求6的传输和/或接收天线(10)，其中所述受控接 入区是公共传输网络。
8.根据权利要求5的传输和/或接收天线(10)，其中，所述电 磁信号工作在13.56MHz的频率下。
9.根据权利要求6或7的传输和/或接收天线(10)，其中，所述 电磁信号工作在13.56MHz的频率下。

技术领域
本发明通常涉及螺线型电磁传输和/或接收天线，尤其涉及一种具 有切口的螺线型传输和/或接收天线。
背景技术
在一些必需使用传输/接收天线的应用中，这种天线与用户拥有的 便携式物体交换电磁波，提供相对较大的天线以能适合便携式物体的 操作量愈加必需。无接触通信技术是这样的：用户的便携式物体是以 天线为特征的卡或标签，这种天线设计成接收从读取器发送的电磁信 号，并且传输其它的电磁信号给读取器，以便于获得对受控接入区的 接入。这种电磁波信号不仅允许读取器和便携式物体之间的通信，而 且允许通过磁感应物理现象进行对便携式物体的远程供电。
增加便携式物体的操作量是一种趋势，它是为了方便用户的通过， 用户无需以某一个特定的区域为目标；也为了更容易地检测到由用户 所拿着(例如，放在口袋里)的便携式物体，其一般为了发现欺骗行 为和/或监视进入/退出(与免提通路情况一样)。这种操作量的增加导 致了发射机天线尺寸的增加，以及传输天线和便携式物体间的作用距 离的增加。这种作用距离的增加也许可以通过增加供应给天线的功率 得以保证，但这将会导致电量损耗的增加和匝数的增加。当相同的电 流流过线圈时，辐射磁场和匝数成比例。
然而，匝数的增加会由于两个并联天线匝之间的电容耦合引起并 联匝间电容。在给定的工作频率下，电容越高阻抗越弱。结果，有效 电流部分被这种电容消耗，而不是进入天线中。而且，由于匝间的电 容耦合会引起干扰出现，这是由于当天线的长度超过1/4波长时，特 别是当天线的长度接近于1/2波长，即在当前使用的13.56MHz的工 作频率下，天线达到大约11m时，相位改变所引起的。
这就是为什么本发明的目的是提供一种螺线型传输和/或接收天 线，其中，不管天线匝的尺寸如何，都不会因匝间电容造成电流消耗。
发明内容
本发明的目的因此是提供一种电磁波传输和/或接收天线，该天线 以平螺线导线为特征，所述螺线至少包括两匝，所述天线的特征在于， 在天线导线上至少包括一个切口，用于减少匝间电容。
附图说明
从以下结合附图的描述中，本发明的目的，目标和特征会变得更 显而易见，其中：
图1描绘可实现本发明的一种三匝螺线天线；
图2描绘图1所示天线的等效电子电路；
图3描绘图1所示的其上已被做了切口的天线；
图4描绘图3所示天线的等效电子电路；
图5示意地描绘了带有切口的天线的导线，存在于位于切口一侧 的天线部分中的并联电容中；
图6示意地描绘了带有切口的天线的导线，存在于位于切口另一 侧的天线部分的并联电容中；
图7示意地描绘了带有切口的天线的导线，存在于位于天线两部 分间的串联电容中；
图8描绘了图3所示天线的等效串联电路。
具体实施方式
图1所示天线10可用于无接触通信系统中的发射机的天线，这种 系统的每一个用户拥有也装配了天线的卡(或标签)。由读取器的天 线，例如天线10发送的电磁信号被用户卡中的天线所捕获，然后卡上 的天线重发其它的电磁信号给天线10，授权用户接入一个受控接入区。
如上所解释，如果需要很大的操作量，天线10也许会相对较大， 并且以包含大量的匝数为特征。天线10可以用图2的电子电路来表示， 匝间的并联电容C随着天线的电感L而变得非常高。如果ω为所用脉 冲(ω＝2лf)，根据公式 $\frac{1}{C·\omega }<L·\omega ,$ 电容引起的阻抗变得比天线电感 引起的阻抗小的多。
在最坏的情况下，由于匝间电容，天线本身是短路的，几乎没有任 何电流流过天线。因为所产生的磁场是与天线内流动的电流成比例的， 所以会得到低的并且与期望相反的结果。
为了抵消这种不便，本发明的背后的想法是在天线导线上制作一 个或更多切口，一个如图3所示天线上制作的切口12，实际上是天线 导线上几毫米长的一个确定的断开，它可以达到几个厘米。
具有切口的天线的等效电路变成图4所示的电路，其中位于切口 前的部分等效于电感L1并联匝间电容C1；切口后面的电路等效于电 感L2并联匝间电容C2，这两部分被串联电容C3连接起来。
C1，C2，C3的电容值是由于图5，6和7所示的确定的天线导线之 间的电容耦合引起的。如此，并联电容C1是由于天线导线14和14， 之间的耦合电容引起的，并联电容C2是由于天线导线16’，和16”， 导线18’和18”以及导线20’和20”间的耦合电容引起的。就串联电容 C3而言，它是由于导线16和16’，导线18和18’，导线20和20’以 及导线14’和14”之间的耦合电容引起的。
因而，每一个天线上所作的切口使切口每一侧的Li-Ci对的值小 于没有切口的天线L-C对的值。因而首先想到的是，随着切口数目的 增加，L-C对值很低，提升了感应元件内的电流。实际上，根据天线 的串联谐振提供一些切口是明智的，其中串联谐振与天线和线圈内最 大电流相对应。通过下面确定匝数的例子，本发明会变的更加显而易 见。
首先，必须理解天线上制作切口的目的是为了明显地降低位于切 口的每一侧上每一L-C对的L和C值。在这种情况下，由电容引起的 阻抗明显高于由电感引起的阻抗，即在一个单个切口的情况下：
$L1\omega <\frac{1}{C1\omega }$
如果ω1是对应于单元L1，C1谐振的脉冲，因而
$\omega 1^2=\frac{1}{L1C1}$ 并且ω1＞ω
因此，该单元等于电感值L1eq：
$L1\mathrm{eq}=\frac{Z1t}{j·\omega }$
其中： $\frac{1}{Z1t}=\left(\frac{1}{j·L1·\omega }\right)+\mathrm{jC}·\omega$ 就是 $\frac{1}{Z1t}=\left(\frac{1-L1·C1·{\omega }^2}{j·L1\omega }\right)$
因此： $L1\mathrm{eq}=\left(\frac{L1}{1-L1·C1·{\omega }^2}\right)$ 或者 $L1\mathrm{eq}=\frac{L1}{[1-{\left(\frac{\omega }{\omega 1}\right)}^2]}$
因此得到
L1eq＞0当ω1＞ω时
同理，对于单元L2，C2，有
$L2\omega <\frac{1}{C2\omega }$
如果ω2是对应于单元L2，C2谐振的脉冲，因此得到：
${\omega 2}^2=\frac{1}{L2C2}$ 且ω2＞ω
单元L2，C2等于电感值L2eq：
$L2\mathrm{eq}=\left(\frac{L2}{1-L2·C2}\right)$ 或者 $L2\mathrm{eq}=\frac{L2}{[1-{\left(\frac{\omega }{\omega 2}\right)}^2]}$
因此得到：L2eq＞0当ω2＞ω时
因此当每个单元特有的谐振频率确实大于流过天线电流的频率 时，在线圈中的电流比流过匝间电容的多得多。每个单元特有的谐振 频率增加的越多，在线圈中的电流就增加的越多。这发生在当切口数 量增加时。
实际上，如果切口数量过多，天线的等效电感和天线的等效切口 电容之间的调谐是不可能的。
用N表示相等地分布在天线上的切口，可以推断天线被分成N+1 个相同的单元，因此：
Leq1＝Leq2＝……＝Leq(N+1)
如果Cci是切口i的切口电容(或者串联电容)，因此有N个相 等的切口电容值：
Cc1＝Cc2＝……＝CcN＝Cc
如果C是每个单元的匝间电容，Cant是天线的总匝间电容，通过 采用接收初始近似值，两单元间的切口电容等于每个单元的匝间电容， 或者Cc＝C，因此有：
$\mathrm{Cc}=\frac{\mathrm{Cant}}{2N+1}$
因此可以认为具有N个相等分布切口的天线的等效电路如图8所 示，其中
Leq＝(N+1)Leq1
$\mathrm{Ceq}=\frac{\mathrm{Cc}}{N}$
$=\frac{\mathrm{Cant}}{N·(2N+1)}$
若ω2是对应于图8所示天线的串联谐振的脉冲，并且如果Lant 是天线的总电感，那么：
Leq·Ceq·ω2＝1
$[(N+1)·\mathrm{Leq}1·\frac{\mathrm{Cant}}{(2·N+1)·N}]{·\mathrm{\omega r}}^2=1$ 其中Leq＝(N+1)Leq1
$\mathrm{Ceq}=\frac{\mathrm{Cant}}{(2·N+1)·N}$
$\mathrm{Leq}1·\mathrm{Cant}·{\mathrm{\omega r}}^2=\frac{[(2·N+1)·N]}{(N+1)}---\left(1\right)$
如前所示Leq1可以写成：
$\mathrm{Leq}1=\left(\frac{L1}{1-L1·C1·{\mathrm{\omega r}}^2}\right)$
$\mathrm{Leq}1=\frac{\left[\frac{\mathrm{Lant}}{(N+1)}\right]}{[1-[\frac{\mathrm{Lant}}{(N+1)}]·\left(\frac{\mathrm{Cant}}{2·N+1}\right)·\omega r^2]}$ 其中 $L1=\left[\frac{\mathrm{Lant}}{(N+1)}\right]$
$C1=\left(\frac{\mathrm{Cant}}{2·N+1}\right)$
$\mathrm{Leq}1=\frac{[\mathrm{Lant}·(2·N+1)]}{(N+1)·(2·N+1)-\mathrm{Lant}·\mathrm{Cant}·\omega r^2}$
由关系式(1)，N满足：
$\left[\frac{\left[\mathrm{Lant}\right]·(2·N+1)}{(N+1)·(2·N+1)-\mathrm{Lant}·\mathrm{Cant}·\omega r^2}\right]=\left[\frac{[(2·N+1)·N]}{(N+1)·\mathrm{Cant}{·\mathrm{\omega r}}^2}\right]$
因此：N·(N+1)·(2·N+1)-2·N·Lant·Cant·ωr2-Lant·Cant·ωr2＝0
因此：N2+N-(Lant·Cant·ωr2)＝0
这样： $N=\frac{(-1+\sqrt{\Delta })}{2}$ 其中Δ＝(1+4·Lant·Cant·ωr2)
因此： $N=\frac{[-1+\sqrt{(1+4·\mathrm{Lant}·\mathrm{Cant}{·\mathrm{\omega r}}^2)}]}{2}$
如此，如果考虑发射机天线工作在13.56MHz，用来获得天线串联 谐振的切口数量可以计算得：N＝3.444。
因此可取N＝3或N＝4个切口。
若N＝3，通过线圈的电流和被匝间电容消耗的电流可以计算得到：
匝间电容值
$C1=\frac{C}{2·N+1}$ C1＝1.1017×10-11
在脉冲ωr时电感值为
$L1=\frac{L}{(N+1)}$ L1＝8.64×10-6
线圈中的电流为：
$\mathrm{IL}=\frac{\left(\frac{1}{C1·\mathrm{\omega r}}\right)}{[\left(\frac{1}{C1·\mathrm{\omega r}}\right)+L1·\mathrm{\omega r}]}$
IL＝0.611(或者为天线总电流的61％)
流经匝间电容的电流为：
$\mathrm{IC}=\frac{(L1·\omega )}{[\left(\frac{1}{C1·\mathrm{\omega r}}\right)+L1·\mathrm{\omega r}]}$
IC＝0.389(或者为天线总电流的39％)。