自适应发射反馈

1.一种使用发射分集方案通过信道从发射器向接收器进行发射的方法，由此以不同的相对权重将相同的数据从所述发射器的多个发射天线进行发射，所述方法包括：
对于多个时间间隔中的每一个，接收从所述接收器反馈给所述发射器的功率相关信息，所述功率相关信息与在所述接收器方通过所述信道所接收的来自所述多个天线的组合功率相关；
在所述发射器方，应用递归滤波器以对所述多个时间间隔中的每一个生成与所述信道的所述发射分集相关的信道状态信息，其中所述递归滤波器的应用包括基于从前一个时间间隔所评估的信道状态信息来对当前时间间隔的信道状态信息进行评估，并且使用所述当前时间间隔的所述功率相关信息来对所评估的所述当前时间间隔的信道状态信息进行提炼；以及
使用所生成的信道状态信息来控制用于从所述发射器的所述多个发射天线到所述接收器的后续发射的所述相对权重。
2.根据权利要求1的方法，其中所述滤波器的应用包括应用卡尔曼滤波器算法。
3.根据权利要求1或2所述的方法，其中所述生成不通过接收从所述接收器所反馈的指示所述接收器优选权重的明确的信道状态信息来执行，而是通过使用所述功率相关信息在所述发射器方生成所述信道状态信息来执行。
4.根据权利要求1所述的方法，其中为了除发射分集以外的主要目的来反馈所述功率相关信息，并且所述方法包括使用所述功率相关信息来控制与所述主要目的相关的所述发射器的功能。
5.根据权利要求4所述的方法，其中所述主要目的包括以下各项中的至少一个：对所述信道的所述组合功率进行控制，以及自适应调制。
6.根据权利要求1所述的方法，其中所述功率相关信息包括所接收信号功率相对于扰动的测度。
7.根据权利要求6所述的方法，其中所述测度包括信号功率与干扰加噪声的比率。
8.根据权利要求6或7所述的方法，其中所述测度包括信道质量指标。
9.根据权利要求6所述的方法，其中所述测度包括SNR以及3GPP标准的CQI中的至少一个。
10.根据权利要求1所述的方法，其中所述功率相关信息包括功率控制命令。
11.根据权利要求10所述的方法，其中所述功率控制命令包括3GPP标准的TPC命令。
12.根据权利要求10或11所述的方法，其中所述对所评估的当前时间间隔的信道状态信息进行提炼是使用测度来执行的，所述测度基于：对当前时间间隔的功率控制命令，以及步进值，其中响应于功率控制命令根据所述步进值来提高或者降低来自所述发射器的所述组合功率。
13.根据权利要求1所述的方法，其中所述功率相关信息包括与先前发射数据相关的确认消息或者非确认消息。
14.根据权利要求13所述的方法，其中包括在使用于所述递归滤波器中之前，对所述确认和非确认消息之一施加不同程度的相对偏差。
15.根据权利要求14所述的方法，其中包括动态地调整所述相对偏差的程度，以将长期性能度量最大化。
16.根据权利要求1所述的方法，其中所述不同的相对权重至少定义不同的相对相位，并且所述使用所生成的信道状态信息来控制所述相对权重包括对所述相对相位进行控制。
17.根据权利要求1所述的方法，其中所述不同的相对权重定义不同的振幅，并且所述使用所生成的信道状态信息来控制所述相对权重包括对相对振幅进行控制。
18.根据权利要求1所述的方法，其中所述方法进一步包括使用所述功率相关信息来确定对所生成的信道状态信息的可靠性测度，以及还包括使用所述可靠性测度来控制用于从所述发射器的所述多个发射天线到所述接收器的后续发射的所述权重。
19.根据权利要求1所述的方法，其中所述使用信道状态信息来控制权重包括以每个周期一次的速率来修正所述权重，其中所述周期跨越多个所述时间间隔，并且所述提炼通过将在所述周期所跨越的一些或所有的时间间隔上所接收的所述功率相关信息进行组合来执行。
20.根据权利要求19所述的方法，其中包括动态地调整所述周期以将长期性能度量最大化。
21.根据权利要求15或20所述的方法，其中所述长期性能度量包括以下各项中的至少一个：平均节能以及平均链路容量。
22.根据权利要求1所述的方法，其中包括调整所述权重以便在发射到所述接收器的方向上至少确保最小程度的分集。
23.根据权利要求1所述的方法，其中包括在不同的时刻以至少两种不同的操作模式对所述发射器进行操作：
第一种操作模式，其中以不同的相对权重将相同的数据从所述发射器的多个发射天线进行发射；以及
第二个操作模式，其中仅从所述多个发射天线中所选择的一个或几个，通过仅仅对所选择的一个或几个发射天线应用非零权重来发射数据；
其中在两种模式中，都使用所生成的信道状态信息来控制所述权重。
24.根据权利要求23所述的方法，其中在第二操作模式中，仅从所述多个发射天线中所选择的一个来发射数据。
25.根据权利要求1所述的方法，其中所述对所评估的当前时间间隔的信道状态信息的提炼，是使用组合测度来执行的，所述组合测度基于跨越多个时间间隔的周期上的所述功率相关信息。
26.根据权利要求25所述的方法，其中所述组合测度包括以所述多个时间间隔的所述功率相关信息为基础的平均测度。
27.一种发射器，包括：
多个发射天线；
发射电路，耦合至所述多个发射天线，经安排以使用发射分集方案通过信道向接收器进行发射，由此以不同的相对权重将相同的数据从所述多个发射天线进行发射；
接收电路，经安排以对于多个时间间隔中的每一个，接收从所述接收器反馈给所述发射器的功率相关信息，所述功率相关信息与在所述接收器方通过所述信道接收的来自所述多个天线的组合功率相关；以及
信号处理装置，其与所述发射和接收电路相耦合，并且被配置以应用递归滤波器来对于所述多个时间间隔中的每一个，生成与所述信道的所述发射分集相关的信道状态信息，其中所述递归滤波器的所述应用包括基于从前一个时间间隔所评估的信道状态信息来对当前时间间隔的信道状态信息进行评估，并且使用所述当前时间间隔的所述功率相关信息来对所评估的所述当前时间间隔的信道状态信息进行提炼；
其中所述信号处理装置经配置以使用所生成的信道状态信息来控制用于从所述发射器的所述多个发射天线到所述接收器的后续发射的所述相对权重。
28.根据权利要求27所述的发射器，其中所述信号处理装置是依照权利要求2至26中的任意一项权利要求来配置的。
29.一种使用发射分集方案通过信道从发射器向接收器进行发射的方法，由此可从所述发射器的多个发射天线中所选择的一个或几个来发射数据，所述方法包括：
在所述发射器方，对于多个时间间隔中的每一个，接收从所述接收器反馈给所述发射器的功率相关信息，所述功率相关信息与在所述接收器方通过所述信道接收的来自所述一个或几个所选择的发射天线的功率相关；
在所述发射器方，应用递归滤波器以对所述多个时间间隔中的每一个生成与所述信道的所述发射分集相关的信道状态信息，其中所述递归滤波器的所述应用包括基于从前一个时间间隔所评估的信道状态信息来对当前时间间隔的所述信道状态信息进行评估，并且使用所述当前时间间隔的所述功率相关信息来对所评估的所述当前时间间隔的信道状态信息进行提炼；以及
使用所生成的信道相关信息来选择所述多个发射天线中用于到所述接收器的后续发射的天线，
其中所述方法进一步包括使用所述功率相关信息来确定对所生成的信道状态信息的可靠性测度，以及还包括使用所述可靠性测度来选择所述多个发射天线中用于到所述接收器的后续发射的天线。
30.根据权利要求29所述的方法，其中在任一时刻仅从所述多个发射天线中所选择的一个来发射所述数据。
31.根据权利要求29所述的方法，其中所述功率相关信息包括功率控制命令。
32.根据权利要求31所述的方法，其中所述对所评估的当前时间间隔的信道状态信息进行提炼是使用测度来执行的，所述测度基于：对当前时间间隔的功率控制命令，以及步进值，其中响应于功率控制命令根据所述步进值来提高或者降低来自所述一个或者几个所选择的发送天线的功率。
33.根据权利要求29所述的方法，其中所述对所评估的当前时间间隔的信道状态信息进行提炼是使用组合测度来执行的，所述组合测度基于跨越多个时间间隔的周期上的所述功率相关信息。
34.根据权利要求33所述的方法，其中所述组合测度包括以所述多个时间间隔的所述功率相关信息为基础的平均测度。
35.一种发射器，包括：
多个发射天线；
发射电路，耦合至所述多个发射天线，经安排以使用发射分集方案通过信道向接收器进行发射，由此可将数据从所述多个发射天线中所选择的一个或几个进行发射；
接收电路，经安排以对于多个时间间隔中的每一个，接收从所述接收器反馈给所述发射器的功率相关信息，所述功率相关信息与在所述接收器方通过所述信道接收的来自所述一个或几个所选择的发射天线的功率相关；以及
信号处理装置，耦合至所述发射和接收电路，经配置为应用递归滤波器以对所述多个时间间隔中的每一个生成与所述信道的所述发射分集相关的信道状态信息，其中所述递归滤波器的所述应用包括基于从前一个时间间隔所评估的信道状态信息来对当前时间间隔的所述信道状态信息进行评估，并且使用所述当前时间间隔的所述功率相关信息来对所评估的所述当前时间间隔的信道状态信息进行提炼；
其中所述信号处理装置进一步经配置为使用所生成的信道相关信息来选择所述多个发射天线中用于到所述接收器的后续发射的天线，
其中所述信号处理装置进一步配置为使用所述功率相关信息来确定对所生成的信道状态信息的可靠性测度，以及还包括使用所述可靠性测度来选择所述多个发射天线中用于到所述接收器的后续发射的天线。
36.根据权利要求35所述的发射器，其中在任一时刻仅从所述多个发射天线中所选择的一个来发射所述数据。

自适应发射反馈\n技术领域\n[0001] 本发明涉及自适应发射方案，其用于具有多个发射天线(transmit antennas)的发射器。\n背景技术\n[0002] 在发射器上使用多个天线，通常可以在节能、改善连接质量、以及增加无线系统容量方面实现显著的性能改善。由于这些原因，已经将下行链路发射分集(Transmit Diversity)模式包括在版本99(Release 99)内WCMDA 3GPP标准的最初版本中[3GPP TS \n25.211，“物理信道以及在物理信道上发射信道的映射(FDD)”，2002年9月，5.3.1节]；并且在版本7中已经采取了MIMO(多输入多输出)模式，该模式在用户设备(UE)以及基站(BS)上都采用了多个天线[3GPP TS 25.214，“物理层流程(FDD)”，2008年12月，第9节]。最近，长期演进(LTE)或者3GPP标准的版本8也已经采用了多发射天线技术以提高性能[3GPP TS \n36.211，“物理信道以及调制”，2009年3月]。\n[0003] 可以分为两种主要的多发射天线技术：(i)没有使用信道状态信息(CSI)的多发射天线技术，以及(ii)使用了CSI的多发射天线技术。\n[0004] (i)没有使用CSI的多发射天线技术是非自适应的(参见图1)。在这个技术系列之中，存在空时码(Space-Time Codes)以及特别是广为人知的用于双发射天线的情况的Alamouti方案，其中空时编码的目的在于捕获天线的分集以便减少信道严重衰落的可能性。\n[0005] (ii)使用了CSI的多发射天线技术是自适应的(参见图2)。自适应包括当信号从不同的发射天线进行发射时对信号的相对相位和/或振幅进行调整。一个很好的例子是非常普遍的波束形成(beamforming)，据此能够以实现最大的接收功率的方式在空间中对多天线发射加以操控。\n[0006] 当然，使用了CSI的自适应技术与那些忽略了CSI的技术相比，实现了更好的性能提升；但是在另一方面，特别是在CSI是不完整的或者是不精确的情况下，例如在高速信道的情况下，非自适应技术显示出了更高的鲁棒性(robustness)。\n[0007] 最近已经提出了混合方法，比如长期预编码技术。那些技术设法将非自适应编码方法与部分CSI比如发射天线的长期相关性(long-term correlation)的使用进行结合来实现在自适应技术的性能以及非自适应技术的鲁棒性之间的折衷方案。\n[0008] 当前的自适应技术要求获取CSI。已经提出了一些借助于(在发射链路和接收链路之间)的信道交互作用来将CSI提供给发射器的方法，但是仅当使用了时分双工(TDD)的时候，那些技术才是适用的，并且甚至在这种情况下在发射和接收链路之间还需要具有挑战性的校准。在大多数现有的频分双工(FDD)标准中，发射器方CSI的获取仍然只能是通过反向链路从接收器的反馈来实现。\n[0009] 从接收器到发射器的CSI反馈导致了在反向链路上很大的开销，并且对于用户数量可能非常多并且由此对于所有用户都要执行反馈的蜂窝式系统来说尤其如此，因此大大地减少了系统容量。此外，反馈的引进本身也导致了系统复杂性的增加。\n[0010] 举例来说，考虑到双发射(Tx)天线和单接收(Rx)天线的问题，其中在第二发射天线方的相位被调整以实现最高的接收功率。\n[0011] 通常所持有的观点是，为了使自适应发挥作用，则必须使CSI在两个天线之间以最佳相位的形式，在反向链路上从接收器反馈至发射器(参见图3)。这不仅意味着需要设计特定的反馈机制并将其包括在反向链路中，也意味着接收器必须有能力来评估来自每个天线的信道(这要求每一个天线具有不同的导频序列(pilot sequence))。这使得这样一种方案的引入复杂化，此外还增加了信令(signalling)开销。\n发明内容\n[0012] 希望无需复杂的新机制来从接收器向发射器反馈信道状态信息就能够实现自适应多个天线发射的一些或者所有性能优势，这将需要对现有的标准作实质的变化。作为替代或者作为补充，还希望实现自适应多个天线发射的优势而不招致反馈信道状态信息所需的信令开销。\n[0013] 因此，有利的是，本发明使用了其它现有的反馈信息以本地生成关于发射器方的信道分集的信息。\n[0014] 根据本发明的一个方面，提供了一种使用发射分集方案通过信道从发射器向接收器进行发射的方法，由此以不同的相对权重(weighting)将相同的数据从发射器的多个发射天线进行发射，该方法包括：对于多个时间间隔中的每一个，接收从接收器反馈给发射器的功率相关信息，所述功率相关信息与在接收器方通过所述信道所接收的来自多个天线的组合功率相关；在发射器方，应用递归滤波器以对所述多个时间间隔中的每一个时间间隔生成与信道的发射分集相关的信道状态信息，其中递归滤波器的应用包括基于从前一个时间间隔所评估的信道状态信息来对当前时间间隔的信道状态信息进行评估，并且使用当前时间间隔的功率相关信息来对所评估的当前时间间隔的信道状态信息进行提炼(refine)；\n以及使用所生成的信道状态信息来控制用于从发射器的多个发射天线到接收器的后续发射的相对权重。\n[0015] 例如，通过运用所接收的信号与干扰加噪声(interference-plus-noise)之比(SNR)或者其它的在传统系统中经常已经存在的与功率相关的反馈上，然后可以提取信道状态信息以便将其用于多天线发射自适应。举例来说，如在3GPP标准中所使用的发射功率控制(TPC)的功率控制命令，或者如信道质量指标(CQI)的与反馈相关的SNR，可被用于生成信道状态信息。\n[0016] 在实施例中，所述滤波器的应用可以包括应用卡尔曼(Kalman)滤波器算法。\n[0017] 所述生成可以不通过接收从接收器所反馈的、指示接收器优选权重的明确的信道状态信息来执行，而是通过使用所述功率相关信息在发射器方生成所述信道状态信息。\n[0018] 出于除发射分集以外的主要目的来反馈功率相关信息，并且该方法可以包括使用功率相关信息来控制与所述主要目的相关的发射器的功能。\n[0019] 所述主要目的可以包括以下各项中的至少一个：对信道的组合功率进行控制，以及自适应调制。\n[0020] 所述功率相关信息可包括所接收信号功率相对于扰动的测度(measure)。所述测度可以包括信号功率与干扰加噪声的比率。所述测度可以包括信道质量指标。所述测度可以包括SNR以及3GPP标准的CQI中的至少一个。\n[0021] 所述功率相关信息可以包括功率控制命令。所述功率控制命令可以包括3GPP标准的TPC命令。\n[0022] 可以使用测度来执行所述对所评估的当前时间间隔的信道状态信息的提炼，该测度基于：对当前时间间隔的功率控制命令，以及步进值(step value)，其中响应于功率控制命令根据所述步进值来提高或者降低来自发射器的组合功率。\n[0023] 所述功率相关信息可以包括与先前发射数据相关的确认消息或者非确认消息。\n[0024] 该方法可以包括在使用于所述递归滤波器中之前，对所述确认和非确认消息之一施加不同程度的相对偏差(bias)。\n[0025] 该方法可以包括动态地调整所述相对偏差的程度(degree)，以将长期性能度量(metric)最大化。所述长期性能度量可以包括平均节能或者平均链路容量中的至少一个。\n[0026] 不同的相对权重可以至少定义不同的相对相位，并且使用所生成的信道状态信息来控制相对权重可以包括对相对相位进行控制。\n[0027] 不同的相对权重可以定义不同的振幅，并且使用所生成的信道状态信息来控制相对权重可以包括控制相对振幅。\n[0028] 该方法可以进一步包括使用功率相关信息来确定对所生成的信道状态信息的可靠性测度，以及还包括使用该可靠性测度来控制用于从发射器的多个发射天线到接收器的后续发射的权重。\n[0029] 所述使用信道状态信息来控制权重可以包括以每个周期一次的速率来修正所述权重，其中所述周期跨越多个所述时间间隔，并且所述提炼可通过将功率相关信息进行组合来执行所述提炼，该功率相关信息是在所述周期所跨越的一些或者所有的时间间隔上接收的。\n[0030] 该方法可以包括动态地调整所述周期以将长期性能度量最大化。长期性能度量可以包括平均节能(power saving)或者平均链路容量中的至少一个。\n[0031] 该方法可以包括对所述权重进行调整，以便在发射到接收器的方向上至少确保最小程度的分集。\n[0032] 在另外的实施例中，所述方法可以包括在不同的时刻以至少两种不同的操作模式来操作发射器：在第一操作模式中，以不同的相对权重将相同的数据从发射器的多个发射天线进行发射；以及在第二操作模式中，仅从多发射天线中所选择的一个或几个，通过仅仅对所选择的一个或几个发射天线应用非零权重来发射数据；其中在两种模式中，都使用所生成的信道状态信息来控制权重。\n[0033] 在第二操作模式中，数据可以仅从多个发射天线中所选择的一个天线进行发射。\n[0034] 可以使用组合测度来对所评估的当前时间间隔的信道状态信息执行所述提炼，所述组合测度基于跨越多个时间间隔的周期上的功率相关信息。所述组合测度可以包括以多个时间间隔的功率相关信息为基础的平均测度。\n[0035] 根据本发明的另一个方面，提供了一种发射器，其包括：多个发射天线；耦合至多个发射天线的发射电路，经安排以使用发射分集方案通过信道向接收器进行发射，由此以不同的相对权重将相同的数据从发射器的多个发射天线进行发射；接收电路，经安排以对于多个时间间隔中的每一个，接收从所述接收器反馈给发射器的功率相关信息，所述功率相关信息与在接收器方通过所述信道接收的来自多个天线的组合功率相关；以及信号处理装置，其与发射和接收电路相耦合，并且经配置以应用递归滤波器来对于所述多个时间间隔中的每一个，生成与信道的发射分集相关的信道状态信息，其中递归滤波器的应用包括基于从前一个时间间隔所评估的信道状态信息来对当前时间间隔的信道状态信息进行评估，并且使用当前时间间隔的功率相关信息来对所评估的当前时间间隔的信道状态信息进行提炼；其中信号处理装置经配置为，使用所生成的信道状态信息来控制用于从发射器的多个发射天线到接收器的后续发射的相对权重。\n[0036] 该信号处理装置优选地包括存储信号处理软件的存储器，以及与存储器相耦合并且被安排以执行该信号处理软件的处理器。\n[0037] 可依照在此所描述的任何方法来进一步对该信号处理装置进行配置。\n[0038] 根据本发明的另外一个方面，提供了一种程序产品，用于使用发射分集方案通过信道从发射器向接收器进行发射，由此以不同的相对权重将相同的数据从发射器的多个发射天线进行发射，该程序产品包括在计算机可读介质上所包含的代码并且其被配置为当在处理器上执行时以：对于多个时间间隔中的每一个，接收从接收器反馈给发射器的功率相关信息，所述功率相关信息与在接收器方通过所述信道接收的来自多个天线的组合功率相关；在发射器方，应用递归滤波器以对所述多个时间间隔中的每一个生成与信道的发射分集相关的信道状态信息，其中递归滤波器的应用包括基于从前一个时间间隔所评估的信道状态信息来对当前时间间隔的信道状态信息进行评估，并且使用当前时间间隔的功率相关信息来对所评估的当前时间间隔的信道状态信息进行提炼；以及使用所生成的信道状态信息来控制用于从发射器的多个传输发射天线到接收器的后续发射的相对权重。\n[0039] 可进一步将代码配置为执行在此所描述的任何方法步骤。\n[0040] 根据本发明的另一个方面，提供了一种使用发射分集方案通过信道从发射器向接收器进行发射的方法，由此可以从发射器的多个发射天线中所选择的一个或几个来发射数据，该方法包括：在发射器方，接收从接收器反馈的功率相关信息，所述功率相关信息与在接收器方通过所述信道接收的来自一个或几个所选择的发射天线的功率相关；在发射器方，使用所述功率相关信息来生成与发射分集方案相关的信道相关信息；以及使用所生成的信道相关信息来仅仅选择多个发射天线中的一个或几个，以用于到接收器的后续发射。\n[0041] 在实施例中，在任一时刻数据可以仅从多个发射天线中所选择的一个进行发射。\n[0042] 所述方法可以进一步包括：对于多个时间间隔中的每一个，接收从接收器反馈给发射器的功率相关信息，该功率相关信息与在接收器方通过所述信道接收的来自一个或几个所选择的发射天线的功率相关；在发射器方，应用递归滤波器以对所述多个时间间隔中的每一个生成与信道的发射分集相关的信道状态信息，其中所述递归滤波器的应用包括基于从前一个时间间隔所评估的信道状态信息来对当前时间间隔的信道状态信息进行评估，并且使用当前时间间隔的功率相关信息来对所评估的当前时间间隔的信道状态信息进行提炼；以及使用所生成的信道相关信息来选择多个发射天线中用于到接收器的后续发射的天线。\n[0043] 所述功率相关的信息可以包括功率控制命令。\n[0044] 可以使用测度来执行所述对所评估的当前时间间隔的信道状态信息的提炼，该测度基于：对当前时间间隔的功率控制命令，以及步进值，其中响应于功率控制命令根据所述步进值来提高或降低来自一个或者几个所选择的发送天线的功率。\n[0045] 可以使用组合测度来对所评估的当前时间间隔的信道状态信息执行所述提炼，所述组合测度基于跨越多个时间间隔的周期上的功率相关信息。所述组合测度可以包括以多个时间间隔的功率相关信息为基础的平均测度。\n[0046] 根据本发明的另一个方面，可以提供一种发射器，其包括：多个发射天线；与多个发射天线相耦合的发射电路，经安排以使用发射分集方案通过信道向接收器进行发射，由此可将数据从多个发射天线中的一个或几个进行发射；接收电路，经安排以接收从接收器反馈的功率相关信息，所述功率相关信息与在接收器方通过所述信道接收的来自一个或几个所选择的发射天线的功率相关；以及信号处理装置，其与发射和接收电路相耦合，经配置为使用所述功率相关信息来生成与发射分集方案相关的信道相关信息；其中信号处理装置进一步经配置为使用所生成的信道相关信息来仅仅选择多个发射天线中所选择的一个或几个以用于到接收器的后续发射。\n[0047] 此外可依照在此所描述的任何方法对该信号处理装置进行配置。\n[0048] 根据本发明的另外一个方面，提供了一种程序产品，用于使用发射分集方案通过信道从发射器向接收器进行发射，由此可将数据从发射器多个发射天线中所选择的一个或几个进行发射，该程序产品包括在计算机可读介质上所包含的代码并且其被配置为当在处理器上执行时以：接收从接收器反馈的功率相关信息，所述功率相关信息与在接收器方通过所述信道接收的来自一个或几个所选择的发射天线的功率相关；使用所述功率相关信息来生成与发射分集方案相关的信道相关信息；以及使用所生成的信道相关信息，来仅仅选择多个发射天线中所选择的一个或几个以用于到接收器的后续发射。\n[0049] 所述代码可以进一步经配置以执行在此描述的任何方法步骤。\n附图说明\n[0050] 为了更好的理解本发明并且为了显示如何将其加以实施，现在将要结合附图以实例的方式来进行介绍，其中：\n[0051] 图1为显示了用于非自适应的多天线转输技术的普通前向链接的示意性框图，[0052] 图2为显示了用于自适应的多天线转输技术的普通前向链接的示意性框图，[0053] 图3为显示了用于具有CSI显式反馈(explicit feedback)的多个发射天线的相位自适应的示意性框图，\n[0054] 图4为显示了用于具有CSI的生成的多个发射天线的相位自适应的示意性框图，[0055] 图5为显示了具有CSI的生成的波束形成自适应的示意性框图，\n[0056] 图6为用于CSI提取的基于使用卡尔曼滤波器的波束形成自适应的工作原理图，[0057] 图7为显示了对于一个接收天线的不同发射自适应方案的发射功率增益的图表，以及\n[0058] 图8为显示了对于双接收天线的不同发射自适应方案的发射功率增益的图表。\n具体实施方式\n[0059] 如同所讨论的，使用多个发射天线可以在功率、链路质量以及容量等方面实现重要的改善。为了最好地发挥这些改善，在接收器方需要有信道的消息。然而，传统上所使用的是从接收器到发射器的信道状态信息(CSI)的显式反馈。这种传统的解决方案导致了系统上信令开销的增加，并且对于现有的标准要求有新的改变。而在另一方面，根据本发明的优选实施例，提供了一种方案，其使用已经存在的信号与干扰加噪声比率(SNR)和/或功率控制反馈来在发射器方本地生成信道状态信息，以便执行多个发射天线自适应。可以将该优选方案用于任何数量的发射和接收天线，并且在发射器方几乎没有增加复杂性以及对于接收器来说没有任何的改变。该优选方案并不要求改变现有的标准，并且接收器可以不知道在发射器方使用了所建议的方案。\n[0060] 这样，优选实施例就提供了充分利用SNR和/或其它功率相关的反馈的方法，来生成CSI信息以便使用在多天线发射自适应中，这些方法通常已经存在于传统的系统中。如同所提到的，如在3GPP标准中所使用的发射功率控制(TPC)的功率控制命令，或者如信道质量指标(CQI)的SNR相关反馈，可用于生成信道状态信息。\n[0061] 这就意味着优选实施例提供了一种用于多个发射天线自适应的方案，其能被用在发射器方，但是并不要求对用于单天线发射的规范做任何的改变，并且其完全地浓赖于现有的基于SNR和/或功率控制反馈来对发射进行调整，以便实现最佳的多个发射天线权重(相位和/或振幅)。\n[0062] 对于标准以及对于接收器方面来说该优选方案完全是透明的。发射器使用来自反向链路的SNR和/或功率控制反馈来对发射进行调整，从而通过使用多个发射天线实现最好的效益。通过在不同的发射天线上应用不同的权重(以及可能使用自适应调制和编码方案)来实现自适应。权重可以表现为不同的相位，和/或表现为不同的振幅(对应于在不同的天线上的不同的发射功率)。\n[0063] 在具体的优选实施例中，也可有选择地使用反馈来确定所生成的CSI的可靠性测度，这将在随后进行更详细地讨论。然后使用CSI和可靠性测度来调整多天线发射。\n[0064] 采取比较的方式，下面将更详细地描述不具有CSI反馈的用于自适应多天线发射的两个可供选择的技术：一个简单地追踪两个天线之间最佳的相位，另一个根据本发明优选方案生成CSI。\n[0065] -一种方法将使用方向发现算法。这将适用于最佳相位追踪，在这种情况下发射天线之间的功率增益保持为常数并且在仅对天线之间的相位进行调整。\n[0066] -在另一方面，优选方案使用卡尔曼滤波器算法来“提取”CSI。该实施例提供了更多的通用算法，所述通用算法可被用于波束形成的普通情形，在这种情形下对天线之间的相对功率增益和相位都进行调整，所述通用算法也可以用于仅对天线之间的相位进行调整的情形。\n[0067] 现在关于图4来描述方向发现算法的使用。这个算法适用于仅对发射天线之间的相位进行调整的情形。\n[0068] 图4显示了具有两个发射天线的发射器100，其与具有一个或多个接收天线的接收器200进行通信。相应地，发射器100包括两个发射-分集支路：第一支路包括了第一乘法器\n106和与第一乘法器的输出相耦合的第一天线102，以及第二支路包括第二乘法器108和与第二乘法器的输出相耦合的第二天线104。发射器100还包括多路复用器(multiplexer)\n110，其输出可操作地耦合于第一乘法器106和第二乘法器108的每一者的输入。多路复用器\n110经安排以接收数据信号和导频信号，以将这两个信号进行复用，并且将产生的复用信号提供给乘法器106和108的每一者的输入。这样两个支路中的每一支路都被安排为接收相同的数据和相同的导频(注意，由于将不需要接收器200来评估两个分集信道，于是不需要两个不同的导频信号)。\n[0069] 第一乘法器106和第二乘法器108的每一者的另一个输入被安排为接收各自的第一和第二权重因数(weighting factor)。在所示的例子中，第一乘法器106的第一权重因数是固定值1/√2，并且第二乘法器108的第二权重因数是具有固定振幅1/√2以及可变相位的复值(complex value)。第二乘法器108相应的输入可操作地与CSI追踪模块112相耦合，以便生成并且提供第二可变-相位权重因数。\n[0070] 接收器200包括一个或多个接收天线201，其可操作地与信道评估模块203的输入相耦合，并且信道评估模块203的输出可操作地与SNR评估模块205的输入相耦合。SNR评估模块205具有被安排为在反向链路上将信息从接收器200向发射器100反馈的输出。\n[0071] CSI追踪模块112、多路复用器110、以及乘法器106和108的每一者都优选地实现为在发射器100方的软件模块，并存储在比如是ROM、闪存或者硬盘驱动器的存储器上，并且在处理器(图中未示)上执行。相似地，SNR评估模块205和信道评估模块203的每一者都优选地实施为在接收器200方的软件模块，其存储在另外的存储器上并且在另外的处理器(同样未示)上执行。然而，并不排除在整体上或者局部地以专用硬件来实现这些组件中的一些或者全部的选择。\n[0072] 在操作中，发射器100获取数据信号，将其与导频信号一同进行复用，然后将产生的信号沿着两个支路的每一者经由两个各自的乘法器106和108，提供给两个天线102和\n104。这样发射器100从两个不同的发射天线发射出同样信号的两个不同版本，信号的每个版本都具有相同的数据内容但是都乘以了不同的权重因数，在这种情况下分别地乘以了1/√2和 因此每个版本都具有相同的振幅但是有不同的相位。凭借变量乘法器108与CSI追踪模块112的耦合，在第二支路104、108上的相对相位 是可变的。\n[0073] 由此发射器100在两个不同的发射分集信道h1和h2上进行发射，与第一天线102和第二天线104以及他们的相关支路相对应。但是，由于本发明优选地要求对接收器的行为不进行修正，因此接收器200仅“看到”一个整体的或者组合的信道 接收器200不需要看到分集以便从中获益。由此，接收天线201接收从两个发射天线102和104所发射的信号，并且信道评估模块203将组合信道 评估为单一信道，而对分集并不知晓。在这个例子中，组合信道等于 并且这已经在图4中标记出来以供说明，仅为读者提供信息--但是要\n注意的是与现有技术的方案不同，信道评估模块203实际上不需要知道这个事实也不需要执行这个计算。取而代之的是基于单一的导频信号，使用已知的用于单一信道评估的技术，信道评估模块203简单地将组合信道 评估为单一信道。在下面的描述中，“信道”将指的是完整的或者组合的信道，例如 注意，可以是个向量，在这种情况下会使用多个接收天线和/或接收信号的重复取样。\n[0074] 接着信道评估模块203向SNR评估模块205输出所评估的信道 SNR评估模块205使用它来计算SNR，举例来说， 其中PN是所接收的噪声加干扰功率。\n[0075] 在大多数的应用中，一些接收功率的测度以不同形式来反馈。发射器100可以利用这个反馈来提取最佳发射相位的资料，而不需要对于系统来说任何的额外开销。在图4的例子中，对SNR进行反馈以允许发射功率控制(和/或自适应调制以及编码方案)。SNR是具有唯一的最大值的相角 的凹函数(concave function)。因此，发射器100可以使用各式各样的算法来利用SNR反馈，以追踪/生成在两个发射天线102和104之间的最佳相位。\n[0076] 因此参考图4中所举例说明的要素，在反向链路上，接收器200的SNR评估模块205将SNR的指标反馈给发射器100的发射器CSI追踪模块112。然后CSI追踪模块112使用所接收的SNR在发射器100方本地生成CSI，而不需要明确地或者独立的从接收器200反馈CSI。基于本地生成的CSI，CSI追踪模块接着改变第一天线102和第二天线104之间的相角 并且向第二乘法器108输出相应的权重因数 下面将更详细地讨论用于如此实现的一些示例性算法。\n[0077] 最佳相位的追踪假定了信道--在反馈的频率的方面--改变地足够迟缓以允许精确地追踪。\n[0078] 现在讨论方向发现算法的实例，CSI追踪模块112可使用该算法来实际地确定 用于相位追踪的方向发现算法，通过判定由跟踪算法所获取的先前方向是否为好的方向以及是否在后续的发射瞬间(instant)向最大值移动来进行工作。\n[0079] 我们用 来表示在时间瞬间n应用于分集天线的相角。 是使用其来修正相角的步长并且SNRn对应于发射瞬间n的功率反馈，该发射瞬间n使用了相角\n[0080] 变量dn表示方向，其被用于在时间瞬间n修正相角。变量dn可以仅仅取+1或者-1值之一。初相位以及方向可以取任何的可能值，例如 d0＝+1。\n[0081] 在时间瞬间n+1，会以下列方式对相位进行修正：\n[0082]\n[0083] 选择步长 以确保在追踪速度和收敛精度之间的折衷。此外也必须要遵守产品的规格，如用于3GPP WCDMA上行链路的相位间断性(TS 25.101的6.8.4节)[3GPPTS \n25.201，“用户设备(UE)无线电发射和接收(FDD)”，2009年3月，6.8.4节]。\n[0084] 取代将SNR作为反馈，采用其量化的版本例如CQI，或者SNR的其它间接测度例如检测的成功或失败(确认(ACK)/非确认(NACK))也可以和映射中的一些差异一起使用，该算法可以达到同样的效果。作为范例，可以用下列方式来使用TPC命令：\n[0085]\n[0086] TPCcmdn＞0表示接收器继在时刻n发射之后已经要求上电，由此--将功率控制的作用忽略不计--TPC命令表示根据相变所采取的先前的方向很可能导致所接收的SNR的减少并且由此先前的方向是错误的方向。因为与功率相互作用，所以这并不总是正确的。但是，因为每一次仅仅对相位进行少量调正，所以将这些观测值(测度)取平均数并且算法仍能收敛于较好的解决方案。\n[0087] 在许多方面ACK/NACK与TPC命令是等同的。照此类推ACK将成为掉电的指示并且NACK将要成为上电的指示。由于通常系统是设计成以低误差概率(NACK的低发生)进行工作，所以差异在于：在大多数场合下对上电(NACK)的加权多于掉电(ACK)。相应的ACK/NACK的权重设计依赖于应用，并且可以实现为实时地与最高性能相适应。\n[0088] 该算法可以直接用于超过一个接收天线的情况。\n[0089] 通过分别地以及连续地对分集天线相位的每一者及时地进行追踪，还可以将该算法推广到超过两个发射天线的情况。\n[0090] 在频率选择性信道的情况下，SNR考虑到了干扰。对于噪声是主要因素的情况，SNR仍是相位的凹函数并且由此具有唯一的最小值，但是当干扰是主要因素的时候，SNR不再是凹的并且算法可以收敛于局部最小值而不是全局最小值。甚至在这种情形下，该算法仍实现了很好的改进。\n[0091] 方向发现算法追踪最佳相位。但是为了使用使相位和功率增益都得以优化的波束形成技术，接下来提出了更一般的方法，例如以卡尔曼滤波器为基础的方法。现在关于图5来描述根据本发明优选实施例的示例。\n[0092] 所描述的发射器100的组件基本上与那些关于图4所描述的组件相类似，除了：CSI追踪模块是CSI生成模块112’，在第一支路中的第一乘法器106’还具有可操作地耦合到CSI生成模块112’的输入端，第一乘法器106’被安排为从CSI生成模块112’接收第一权重因数w1，其中该第一权重因数w1具有可变相位和振幅，第二乘法器108’被安排为从CSI生成模块\n112’接收第二权重因数w2，该第二权重因数w2也具有可变相位和振幅。CSI追踪模块112’根据不同的算法来进行操作，在下面讨论了其中优选的示例。仍优选以存储在存储器中并在发射器100的处理器上所执行的软件来实现组件，但是不排除整体的或者局部的硬件实现。\n[0093] 所描述的接收器200的组件基本上类似于关于图4所描述的那些组件。特别是，请注意由于整个发射分集过程对于接收器200来说是不可见的(除了它所经历的性能改善的方面)，于是在发射器100方CSI生成模块112’所使用的算法细节与接收器200是不相干的。\n[0094] 在本示例中，由 来描述组合信道。出于说明性的目的，在图5中\n对其进行了标注，仅作提供给读者的信息，但是需要再次注意的是在接收器200方的信道评估模块203既不需要了解这个也不需要执行本计算。更确切地，正如图4示例中，信道评估模块203仅将组合信道 看做单一信道，并且如同使用单一导频信号那样来对其进行评估。\n[0095] 根据第二示例性实施例，现在将更详细地描述使用卡尔曼滤波器算法的CSI提取。\n在这个实施例中，可以通过应用卡尔曼滤波手段，将发射器对于发射波束形成矢量的知识与在反向链路上的反馈一起使用以“提取”CSI。\n[0096] 卡尔曼滤波器是递归滤波器，由此当前时间间隔的输出状态源自于前一个时间间隔的输出状态。特别的，在卡尔曼滤波器背后的想法是，对于某一当前时间间隔n的输出xn源自两个阶段：首先，基于前一个时间间隔n-1的输出xn-1的某个转换函数(transfer function)An，对当前时间n的输出xn进行评估；以及其次，基于当前时间间隔n的测度mn的某一转换函数Bn，对评估进行提炼。还可对噪声项加以考虑。例如，可以写成以下的形式：\n[0097] xn＝Anxn-1+Bnmn(+噪声)\n[0098] 现在接着是一个示例。\n[0099] 在SNR反馈可用的情况下，可以用以下的形式来描述SNR：\n[0100] SNRn＝WnHRWn，\n[0101] 其中Wn：NT×1，‖Wn‖2＝1是波束形成矢量，R：NT×NT是信道H的Hermitian正定协方差矩阵(positive covariance matrix)：\n[0102] R＝HHH，\n[0103] 其中H是NR×NT复合值信道矩阵，其中NR是接收天线的数量并且NT是发射天线的数量。\n[0104] 如果由波束形成矢量所采用的方向足够多样化，则可在发射器方重构矩阵R。可以从R中计算出最好的波束形成矢量。\n[0105] 优选技术以下面的步骤组织起来，在图6的工作原理图中用图解法举例说明。亦即，在每一时间瞬间，执行以下步骤。\n[0106] -步骤S10：卡尔曼滤波器跟踪算法。运行卡尔曼滤波器从反馈中提取CSI。\n[0107] -步骤S20：使用所提取的CSI。使用该CSI来执行发射自适应，特别是计算最佳的预编码(波束形成)矢量。\n[0108] -步骤S30：预编码器的正则化(regularisation)。对预编码矢量进行调整以确保有充足的方向分集用于保证对CSI适当的追踪。\n[0109] 将在下面更加详细地描述这一过程的范例，但是首先引入了一些标记。\n[0110] 我们首先介绍我们用于卡尔曼滤波器的标记。通常假定对于所有使用了卡尔曼滤波器进行CSI提取的应用程序，功率相关测度(即反馈)具有下面的形式：\n[0111] Mn＝WnHRWn+vn，\n[0112] 其中vn是具有方差 的附加噪声项(noise term)，并且R是代表了CSI的Hermitian矩阵。\n[0113] 因此，可以用下面的形式来描写测度：\n[0114]\n[0115] 其中vec(R)：NT2×1是矩阵R的矢量形式并且 是Kronecker乘积。测度以实数参数(real parameterisation)描写为\n[0116]\n[0117] 其中r＝T-1vec(R)，其中T：NT2×NT2是转换矩阵，其允许从实数转换为Hermitian矩阵的矢量形式的复数表示。 是在r上获得的测度(观测)的方向。\n[0118] 为简单起见，使用自回归模型来对CSI的时间演变进行模拟：\n[0119] rn＝λrn-1+bn，\n[0120] 其中λ是遗忘(forgetting)因子。可将λ(0≤λ≤1)调整为对短期(瞬间的)或者长期的CSI进行追踪。\n[0121] bn是创新点，其被模拟为具有平均数0以及协方差 的实数高斯变\n量，其中P0是r组份的平均功率，并且 是大小为NT×NT的单位矩阵。\n[0122] 可使用更多通用的模型来模拟CSI的时间演变。\n[0123] 现在讨论步骤S10，卡尔曼滤波器追踪算法。卡尔曼滤波器算法由如下述的两个阶段或者子步骤组成。\n[0124] 第一个子步骤是时间修正方程式：\n[0125] rn+1＝λrn\n[0126] Cn+1＝λ2Cn+Q\n[0127]\n[0128] 第二个子步骤是测度修正方程式：\n[0129] K＝(σ2)-1Cn+1sn\n[0130]\n[0131]\n[0132] 每个rn都映射到复数Hermitian矩阵Rn，其表示在时间瞬间n所提取的CSI。\n[0133] Cn：NT2×NT2是关于rn的误差协方差矩阵，并且从而与CSI的可靠性测度相对应。\n[0134] 最初(r0，C0)可采用任何初始值。例如\n[0135] 现在讨论步骤S20，对于所提取的CSI的使用。一旦提取了CSI，其可用于任何发射的自适应。当执行自适应的时候还可以考虑可靠性测度Cn，例如用以提高鲁棒性。\n[0136] 作为一个例子，就波束形成而言以及在反馈与CQI的测度相对应的情况下，通过信道Rn的Hermitian矩阵的最强特征向量来获取最强增益。\n[0137] 特征向量分解描述如下：\n[0138] Rn＝U D UH\n[0139] 其中 是酉矩阵(unitary matrix) 并且D是对角矩\n阵，其对角元素是以降序排列进行排列的特征值。最强特征向量与最强特征值相对应。最佳的波束形成方向与信道的Hermitian矩阵的最强特征向量相匹配：\n[0140] Wopt＝u1。\n[0141] 作为另一个例子，在具有两个发射天线的相位自适应的情况下。假定反馈对应于SNR的测度，在两个发射天线NT＝2的情况下，信道Rn的Hermitian矩阵为：\n[0142]\n[0143] 在这种情况下最佳的相位是\n[0144]\n[0145] 现在讨论步骤S30，预编码器的正则化。对于要发挥其最佳潜能的卡尔曼滤波器来说，需要足够的方向分集。当一个预编码矢量(或者是其子集)一直得以使用以防止整体的CSI提取的时候，为了避免空闲点(idle point)，需要某种正则化以确保提供了足够的方向分集。\n[0146] 此处正则化的实例被用于说明，其能被用于波束形成的实例：\n[0147]\n[0148] 或者换而言之，如果在最优波束形成向量Wopt和在先前发射中使用的波束形成向量Wn之间的距离大于阈值δ，那么将Wopt用于下一次发射。在距离小于δ的情况下，加入正则化ζ并且将向量Wopt+ζ用于下一次发射。\n[0149] 必须完成δ和ζ的设计，这是一种确保足够分集的方式，但是必须保证其足够的小以避免由于与最佳解决方案偏离太多导致性能的降低。\n[0150] 在本发明其它的实现中，还可以使用其它类型的反馈，例如TPC命令。在为了CSI的提取而使用了TPC命令的实例中，测度表示为：\n[0151] Mn＝-TPCcmdn。\n[0152] 可以将功率控制影响归入噪声，而在这种情况下可将反馈测度模拟为：\n[0153]\n[0154]\n[0155]\n[0156] 其中α是正比例因子。\n[0157] 在这种情况下Hermitian矩阵可以表示为：\n[0158]\n[0159] 其中βn是标量\n[0160] R具有与信道的Hermitian矩阵相同的特征向量和相同的特征值排序。对非对角线元素的相位也没有影响。由此，源自于将SNR用于CSI追踪情况的最优波束形成向量以及最优相位自适应解决方案在此处也都有效。\n[0161] 还可以使用基于TPC的其它形式的测度。例如：\n[0162]\n[0163] 其中Δ是以dBs来表示的度(step)，其用于作为对TPC命令的响应来增加/减少发射功率，同时Pn是发射功率。\n[0164] 可以在跨越L个发射间隔的周期上，将这种或者其它形式的测度进行结合，例如取平均值，来改善性能。\n[0165] 以上描述了第一个方案，在该方案中多个发射器的相对相位和/或振幅基于比如卡尔曼算法的递归滤波器算法而改变的。根据本发明的另一个方面，可以提供第二个方案，其中在任一时刻仅使用多个天线中的所选择的一个。\n[0166] 在这种情况下，在每一时刻都将所有的功率分配给一个发射天线(例如第ith个天线)，并且由此波束形成向量Wn：NT×1，仅具有一个非零的分量：\n[0167] Wn＝[0，...，0，1，0，...，0]T，\n[0168] 其中在第ith个位置上为1。\n[0169] 在接收器方的SNR是：\n[0170] SNRn＝PnWnHRWn＝Pn|hi|2，\n[0171] 其中Pn对应于在第ith个天线上的功率，该天线用于在瞬间n的发射。\n[0172] 在这第二种操作模式中，由于具有不能同时使用发射天线的限制条件，SNR没有包含关于相位的信息，并且仅仅可以提取与发射天线功率有关的CSI。\n[0173] 现在可以使用卡尔曼滤波器(或者供替代选择的滤波器)来提取发射天线功率上的CSI：\n[0174]\n[0175] 发射信道功率测度的优选实例是：\n[0176]\n[0177] 其中Δ是以dBs来表示的度，其用于作为对TPC命令的响应来增加/减少发射功率。\n[0178] 将这一测度以下面的形式进行模拟：\n[0179]\n[0180] 其中现在 其中1在第ith个位置。\n[0181] 一般地说如果测度通过L个发射进行平均，\n[0182]\n[0183] 可将其模拟为：\n[0184]\n[0185] 如果我们用Li，i＝1，...，NT来表示第ith个天线所使用的次数，那么可以将平均度量模型简化为：\n[0186]\n[0187] 其中\n[0188] 为了能够提取发射天线功率，优选的是测度方向 从始至终地横跨所有的NT维度空间(由此测度能够有足够的分集)。\n[0189] 在发射天线功率上所提取的CSI可用于确定将更多地使用哪个发射天线以便改善性能。\n[0190] 但是，有时最好还是使用其他的发射天线来确保覆盖足够多的方向以保证收敛，即保证可靠的CSI信息。例如如果发射天线使用的时间不是很长，那么将不会有关于它的功率的可用信息。\n[0191] 选择天线的思路可以总结为选择用以发射的多个发射天线中的一个或几个，例如仅选择第ith和jth组成部分(0，...1/√2，...，1/√2，...0)(但是不对相位或者相对振幅进行变化)。可通过将发射天线分成若干个集合Sp，p＝1...P来实现通常的形式，每一集合对应于Np个联合使用的天线，并且在每次发射时仅使用该集合Sp，p＝1...P中的一个。不同的集合可以具有不同数量的天线。\n[0192] 上面已经描述了两个方案，第一个方案同时使用多个发射天线，第二个方案发射天线中仅仅所选择的一个或几个被使用。第二个方案在性能方面并没有优于第一个方案，但是更加简单并且成本较低-它需要更少的新的射频组件并且根据实现的情况可能招致更少的CPU资源。决定使用一个方案或者另一个方案可能是初步设计的问题。但是在其它的实施例中，发射器可配置为允许以运行第一方案的第一运行模式来操作，或者以运行第二方案的第二运行模式来操作。如果一个方案招致更少的处理资源或者功率则这就是有用的。\n在某些实现中第二个方案可以招致更少的处理资源(更少的CPU周期，更少的存储资源，等等)。例如，如果对于第一个方案，以数字的方式来应用相位旋转，则复杂性增量较高；但是如果对于第一个方案，以模拟的方式来应用相位旋转，复杂性增量则较不明显。\n[0193] 由此，发射器的处理器可配置为，基于可用的处理资源(处理周期和/或存储器，等等)在方案之间进行切换，其可由于其它操作所消耗的资源而改变(例如参见WO2009/\n056504)。\n[0194] 此外虽然第二个方案在性能方面并没有比第一个方案优越，但是在某些“困境(corner)”的情形下可优先选用第二个方案。一个具体的实例是用于无法获得TPC反馈的RACH(随机存取信道)的最初发射，在这样的情况下可以将处理器配置为切换到第二个方案。\n[0195] 由此处理器可被配置为，基于发射模式以及每个方案对于所讨论的发射模式(例如RACH过程或者正常发射，等等)的相对适用性，在方案之间进行切换。\n[0196] 一般而言，任何条件都可用于方案之间的切换，例如与处理成本、功率消耗有关的条件，和/或对于特定发射模式的适用性。\n[0197] 可以理解的是上述实施例仅仅以示例的方式被加以描述。\n[0198] 在另一个实现中，可以使用例如ACK以及NACK的确认消息以及非确认消息作为卡尔曼类型算法的反馈。如同上述所讨论的，可将ACK/NACK类似于功率控制命令一样来使用。\nACK和NACK与在接收器方所接收的信号干扰功率比相关。他们不是直接的功率测度，但是他们是系统译码过程的结果，并且译码过程的成功将要依靠所接收的信号干扰功率比。因此，在许多方面ACK和NACK与TPC命令是等同的。照此类推，ACK将对应于掉电指示并且NACK将对应于上电指示，唯一的差异是与掉电(ACK)相比最好更加偏向于或者加权上电(NACK)，因为系统常常是设计成能以低误差概率(NACK的低发生)来进行工作的。这种在ACK和NACK之间的不同的权重可以是固定的，或者可被安排成是自适应的，从而其被改变以试图在发射功率节约和/或链路容量或者任何其它的长期性能度量方面最大化长期增益。\n[0199] 有利的是，可将本发明应用于许多不同的情况。\n[0200] 例如，所描述的在发射器方生成CSI的技术可以同样地使用于基站(在下行链路上的发射)或者使用于蜂窝式系统中的用户设备(在上行链路上的发射)上。一般地说任何正向链路和反向链路均有效的通信系统的两端都可使用该技术。\n[0201] 链路的两侧均可独立或联合应用所描绘的技术，并且可对所描述的技术进行调整以应对来自于反向链路上接收器的反馈的延迟。\n[0202] 此外，可对CSI的时间演化模型(time evolution model)进行调整以生成短期CSI(用于逼近0的自回归模型λ)或者是长期CSI(用于逼近1的自回归模型λ)。可以基于信道变化速度作出是否生成短期的或者长期的CSI的适应性决定，其中信道变化速度可以通过例如多普勒(Doppler)评估的方式来从反向链路推断出来。\n[0203] 在一些情况下，在生成CSI反馈中接收器可有一定延迟，这可以转化成在发射自适应中的变化以及重新作用到该变化的CSI反馈之间的一定延迟。通过减少完成自适应所在方的频率，本发明特别有利的实施例可以避免这个问题。例如，在发射器开始使用新的预编码向量之后，可以在采集CSI反馈并且将其用于自适应之前等待P个时间瞬间。在SNR反馈的情况下，发射器例如可以期望最新的反馈，但是当情况是在使用TPC命令的时候，则发射器可以替代使用在过去P个时间瞬间所累积的功率命令。P的精确值可以是考虑了最有可能的延迟的设计参数，在试图限制较慢的自适应的影响的时候可能在接收器上方发生该延迟。\n也可以通过实时计算由自适应方案所实现的收益，例如在接收功率方面，来调整P的值。从而通过减少自适应的频率并且通过对跨越更长的观察期的反馈进行结合，可调节在接收器方生成反馈过程中的延迟。自适应的频率可以是固定的或者是自适应的以将收益最大化。\n取决于应用程序，自适应可以针对于减少长期的发射功率、增加链路长期的容量或者将任何其它的性能度量最大化。\n[0204] 从专业名词的角度来说，注意术语“信道状态信息”并不必然指的是特定的CSI，其有可能以任何一个特定的标准来进行定义。在从接收器反馈CSI的情况下，信道状态信息通常指的是接收器的优选相位差或者也许更一般地指的是优选权重，或者在权重方面的变化。但是，在上述描述中，在发射器方所确定的本地生成的信道状态信息可以是任何与信道分集有关的信息，即从多个发射天线中的一个发射与从多个发射天线中的另一个发射有何不同，或者天线的相对权重应该是如何设置或者变化以利用这种差异。例如，在上面描述的优选实施例中，信道状态信息例如可以被认为是包括了结果rn、对应的矩阵Rn、和/或相位差其中发射器确定其可在向接收器发射时优选使用。\n[0205] 在当前的3GPP标准的情况下使用时还请注意术语“SNR”，其实际指的是所接收信号与噪声加干扰的比率，而非仅仅是信噪比。一般地说，“扰动(disturbance)”可被用作是综合的术语以表示噪声(随机的或者白噪声)或者干扰(interference)(即来自其它信号的干扰)，或者最好是噪声和干扰的组合。上述例子是关于SNR在3GPP条件下的含义进行描述的，但是并没有理由说其它涉及扰动的信号功率的测度不能被使用。还可以注意到在值位于对数座标上的情况下，可通过减法来确定比率。\n[0206] 一般地说，可以使用任何与所接收的功率有关的信息：思路是发射器可以使用反馈测度来提炼CSI评估，以便更好的控制不同发射分集支路的相位和/或振幅并且从而设法将接收器方的接收功率最大化。上面所描述的具体的卡尔曼算法并不是实现这个的唯一的方式。通常的，可以使用任何基于从前一个时间间隔所评估的信道状态信息来评估当前时间周期的信道状态信息，并且使用从接收器反馈的当前时间间隔的信息来提炼所评估的当前时间间隔信道状态信息的递归算法。\n[0207] 此外，注意使用在此处的术语“权重(weightings)”并不必然排它地指的是不同的振幅：当权重因数是复数的或者虚数的时候，权重可仅影响发射天线的相对相位，或者既影响相位也影响振幅。\n[0208] 还注意到通过“相对”权重或者对相对权重进行变化，这意味着仅仅在一个支路上的单一的权重因数得到明确地应用或者改变(例如在图4中仅仅在第二支路108、104上的权重得到明确地改变)。亦即，即使将权重应用于仅仅一个支路，这仍可以说影响了所有支路的相对权重，因为和至少一个其它的支路相比每个支路的相对权重是变化了的。\n[0209] 根据在此公开的内容，本发明的其它的配置和应用对于所属技术领域的技术人员来说是显而易见的。本发明的范围并非由所描述的实施例来限制，而仅仅由所附的权利要求来限制。\n[0210] 为了对所描述的解决方案的效果进行评价，已经进行了仿真。仿真测量了由不同的方案在WCDMA 3GPP标准的上行链路DPCH信道上所实现的功率改善(节约)。使用TPC命令来在用户设备方生成CSI以对使用了两个天线的发射进行调整。假定依照[3GPP TS \n25.214，“物理层流程(FDD)”，2008年12月，5.1.2.2.2节]使用算法1来处理TPC命令，则生成了下行链路TPC命令。\n[0211] 我们假定在发射天线和完全不相关的(0％)接收天线之间具有50％的关联度。在基站方，我们假定系统是由来自其他用户的干扰所支配的：来自所关心的用户的接收信号功率与来自其它用户的干扰功率之间的比率是-5dB。在该基站方，假定使用了耙式接收器(Rake receiver)，并且在耙式接收器的输出处对用于TPC命令生成的SNR进行了测量。\n[0212] 图7显示了当在基站(接收器)方使用了一个接收天线的时候，所实现的以dB计的功率控制增益，并且图8显示了当使用了两个接收天线时所实现的增益。在两个图中显示了以下信道模型实例的性能：\n[0213] 实例1(平面3)：平面信道传播条件，移动速度3公里/小时。\n[0214] 实例2(PA3)：步行者A信道传播条件，移动速度3公里/小时。\n[0215] 实例3(PB3)：步行者B信道传播条件，移动速度3公里/小时。\n[0216] 实例4(VA3)：车辆A信道传播条件，移动速度3公里/小时。\n[0217] 实例5(VA30)：车辆A信道传播条件，移动速度30公里/小时。\n[0218] 实例6(VA120)：车辆A信道传播条件，移动速度120公里/小时。\n[0219] 每张图都显示了四个性能线图：\n[0220] -“相位&增益卡尔曼追踪”：标记了在使用了卡尔曼滤波器手段来提取CSI的两个发射天线上的相位和增益的自适应。\n[0221] -“相位卡尔曼追踪”：标记了在使用了卡尔曼滤波器手段来提取CSI的第二发射天线上的相位自适应。\n[0222] -“相位简单追踪”：标记了在使用了方向发现算法的第二发射天线上的相位自适应。\n[0223] -“相位精灵(Genie)”：标记了在第二发射天线上的相位自适应，其假定在发射器方信道的精灵知识(在相位自适应性能方面的上限)。\n[0224] 性能结果显示了：\n[0225] -不同方案的增益是接近的。平面3实现了最高的增益以及VA120实现了最低的增益，实际上在所模拟的场景中对于平面信道和低速度来说发射自适应是最有效的。\n[0226] -对于最普通的信道(PA3，PB3和VA3)来说，在1个接收天线的情况下增益大约是\n2.5到4.5dB，2个接收天线的情况下是1.5到2.5dB。在基站仅仅使用1个接收天线的时候增益将更高。\n[0227] -与信道为发射器所知的参考实例相比，对于低速度(VA3)来说，由相位追踪(使用两个所建议的追踪方法)所导致的增益降低小于0.4dB，但是对于非常高的速度(VA120)来说则为高出大概1.5dB。\n[0228] -对于1个接收天线的情况来说，使用相位和增益自适应来代替相位自适应，仅显示出大概为0.3dB的正增益，但是对于大多数信道是2个接收天线的情况(PA3，PB3和VA3)，仅仅约为0.15dB。\n[0229] -对于相位自适应来说，卡尔曼滤波器手段以及方向发现算法对于低速度显示出了相同的性能增益，但是对于高速度，卡尔曼滤波器手段具有更好的特性，对于VA120其相对增益约为0.5dB。