数字正交调制器和解调器中的方法,以及数字正交调制器和解调器

1.一种测量数字正交调制器操作中的非理想性的方法，其中调 制器的输入信号包括正交相位I和Q信道，因而在调制器的正常操 作期间，可以根据调制器的输出信号确定本地振荡器载波泄漏，I和 Q信道振幅的不均衡，I和Q信道之间的正交误差以及振幅误差，该 方法包括以下步骤：
在输出信号振幅中，以基于调制器码元时钟的速率进行多个瞬时 采样；其特征在于，
计算中仅接受与已知具有相同标称振幅的码元相关的样本，从而 减少了样本数；
根据需要传输的数据比特或调制器输入信号，将对应于样本的传 输信号的方向角划分成不同方向角扇区；
根据不同方向角扇区之间的振幅样本偏差或根据标称值计算调制 器操作中的失真值，以及
调制器操作中的非理想性测量结果用于通过生成以递归方式同时 校正所有所述非理想性的反馈环路，以调整调制器的操作。
2.一种测量数字正交解调器操作中的非理想性的方法，其中解 调器正交混频器的输出信号包括正交相位I和Q信道，因而可以在 解调器的正常操作期间，根据解调器正交混频器的输出信号确定偏置 电压，I和Q信道的振幅不均衡，I和Q信道之间的正交误差以及总 振幅误差，其特征在于，该方法包括以下步骤：
在解调器正交混频器的输出信号振幅中，即在I和Q信道所形 成的振幅矢量中，以基于解调器码元时钟的速率进行多个瞬时采样；
计算中仅接受与已知具有相同标称振幅的码元相关的样本，从而 减少了样本数；
根据I和Q信道的电压，将对应于样本的解调器输出信号矢量 的方向角划分成不同方向角扇区；
根据不同方向角扇区之间的振幅样本偏差或根据标称值计算解调 器操作中的失真值，以及
解调器操作中的非理想性测量结果用于通过生成以递归方式同时 校正所有所述非理想性的反馈环路，来调整解调器的操作。
3.根据权利要求1或2的方法，其特征在于，根据在两个相反 方向角扇区中各自轴周围的样本的振幅差确定I和Q信道的DC偏 移。
4.根据权利要求1或2的方法，其特征在于，根据两个相反方 向角扇区中各自轴周围的一个信道的样本振幅之和相对于另一信道增 加或降低了多少来确定I和Q信道的信号值。
5.根据权利要求1或2的方法，其特征在于，根据相反方向的 方向角扇区对中与I和Q轴成45°角的两个轴中的一个轴周围的信道 的样本振幅之和相对于另一轴增强或减少了多少，来确定I和Q信道 载波的90°相差中的相位误差。
6.根据权利要求1或2的方法，其特征在于，根据样本的振幅 确定调制器/解调器的输出功率的变化。
7.一种数字正交调制器，包括调制正交相位I和Q输入信号以 生成包含正交相位I和Q分量的输出信号的装置(11)，
在调制器(11)的输出信号中，以基于调制器码元时钟(SCLK) 的速率进行多个瞬时振幅采样的装置(12)，其特征在于，该调制器 还包括失真计算器(13)，该失真计算器(13)被配置成：
选择具有相同标称振幅的振幅样本进行计算，
将需要在特定时刻调制的码元归类成特定方向角扇区，
将输出信号的选出的振幅样本链接到对应于需要在特定时刻发 送的码元的方向角扇区，
比较属于特定方向角扇区的样本振幅和其它方向角扇区或某个 理想值，根据调制器输出信号确定本地振荡器载波泄漏，I和Q信道 之间的振幅不均衡，I和Q信道之间的正交误差以及振幅误差；以及
响应预定失真，通过生成以递归方式同时校正所有所述非理想性 的反馈环路，来校正调制器的调整参数的装置(14)。
8.一种数字正交解调器，包括根据正交调制输入信号生成模拟 正交相位I和Q输出信号的正交混频器(21)，其特征在于，该解调 器包括振幅和相位计算器(22)，该振幅和相位计算器(22)被配置 成：
在正交混频器(21)的I和Q输出信号中，以基于解调器码元时 钟(MCLK)的速率进行多个瞬时采样，
根据I和Q样本计算输出信号的总振幅样本，
将特定时刻接收的码元的方向角归类成特定方向角扇区；
以及一个失真计算器(23)，该失真计算器(23)被配置成：
将正交混频器(21)输出信号的振幅样本链接到特定方向角扇区；
比较属于特定方向角扇区的样本振幅和某个理想值或其它扇区， 根据正交混频器的输出信号，确定偏置电压，I和Q信道之间的振幅 不均衡，I和Q信道之间的正交误差以及总振幅误差；以及
响应于预定失真，通过生成以递归方式同时校正所有所述非理想 性的反馈环路，来校正解调器的调整参数的装置(24)。

本发明涉及一种测量数字正交调制器操作中的非理想性 (imperfection)的方法，其中调制器的输入信号包括正交相位I和Q 信道，因而可以确定调制器输出信号距理想信号的失真度，并可能在 调制器的正常操作期间予以校正。该方法也适用于正交解调器混频 器，用以测量和校正其非理想性。本发明还涉及一种数字正交调制器 和一种正交解调器，可以利用本发明方法确定其非理想性并予以校 正。\n正交调制器中出现许多非理想性，其影响很难在调制器正常操作 期间消除。消除非理想性相当困难，因为调制器的特性随载波频率， 温度，老化等因素而变化，实际上除了调制器的初始调谐之外，这种 变化只有通过所需调制器的定期维护才能校正。\n非理想性包括以下几点：\nA.正交调制器的I和Q信道中出现偏置电压，所述电压导致载 波泄漏到输出信号。\nB.I和Q信道中出现振幅差，从而出现信号值差，导致输出信 号振幅值在I/Q平面上生成的星座失真，所述失真干扰了接收。\nC.I和Q信道之间出现所需90°相移的偏移，导致I和Q信道 之间接收的串音，从而干扰接收。\nD.调制器(或整个发射机)的输出功率可以变化。\n针对以上提出的这些问题，例如已提出了以下方案：\n美国专利5012208提出了一种对正交调制器的载波泄漏(问题A) 的解决方案，该方案由模拟装置利用I和Q信道信号对输出信号振 幅变化进行校正。但是该装置却无助于其它问题(B，C和D)的解 决。\n美国专利5442655描述了一种正交解调器，其中测量I和Q信 道的偏置电压，采用两阶段过程予以校正。在第一阶段，测量I和Q 信道的平均电压，而不将测量时间与码元时钟相关联。然后，从实际 值中减去平均值，将粗略的修正值馈送到精修正阶段。在精修正阶段， 根据I和Q电压间的比率，将粗修正阶段的输出信号(I/Q电压对) 划分成相位角扇区。然后从某一轴(I或Q)测量扇区中信号点到反 向轴(Q或I)的平均距离，以反向扇区中距离之差的形式计算偏置 电压。然后，从I和Q电压中减去该偏置电压。因此，该专利描述 了一种应用于正交解调器的问题A解决方案。\nEP专利申请608577 A1给出了一种类似于美国专利5012208的 针对所有上述问题(A，B，C，D)的解决方案，其功能仅基于以下 思想：在调谐期间中断调制器的正常操作，通过调制器运行多个已知 的测试信号。这样，该装置无法校正装置连续操作期间出现的非理想 性，它还要求在生产或初始化调制器时进行独立的调谐。\nEP专利申请0503588 A2也描述了一种针对所有上述问题(A， B，C，D)的解决方案，其中调制器差错的测量仅基于两种可选实 现：(1)采用特定的已知测试信号中断正常操作，或者(2)在正常 操作其间，对调制器的每个调整参数单独引发一个轻微的周期干扰， 并检查每个调整参数干扰对输出信号的影响。上述方案要求中断正常 操作或者在正常信号中加入干扰，它们导致了一种相当复杂的实现。\n本发明的目的是提供一种方法，在采用该方法的数字正交调制器 中所有上述问题A，B，C和D都能够以一种简单的方式解决，该方 式易于数字化和自动实现。这通过本发明的方法来实现，其特征在于， 该方法包括以下步骤：\n在输出信号振幅中，以基于调制器码元时钟的速率进行多个瞬时 采样；\n根据需要传输的数据比特或调制器输入信号，将对应于样本的传 输信号的方向角划分成不同方向角扇区；以及\n根据不同方向角扇区之间的振幅样本偏差或根据标称值计算调制 器操作中的失真值。\n该方法最好还包括以下步骤：调制器操作中的非理想性测量结果 用于生成以递归方式同时校正所有所述非理想性的反馈环路，以调整 调制器的操作。\n本发明还涉及一种测量数字正交解调器操作中的非理想性的方 法，其中解调器正交混频器的输出信号包括正交相位I和Q信道， 因而可以在解调器的正常操作期间，根据解调器正交混频器的输出信 号确定偏置电压，I和Q信道的振幅不均衡，I和Q信道之间的正交 误差以及总振幅误差。该方法包括以下步骤：\n在解调器正交混频器的输出信号振幅中，即在I和Q信道所形 成的振幅矢量中，以基于解调器码元时钟的速率进行多个瞬时采样；\n根据I和Q信道的电压，将对应于样本的解调器输出信号矢量 的方向角划分成不同方向角扇区；以及\n根据不同方向角扇区之间的振幅样本偏差或根据标称值计算解调 器操作中的失真值。\n该方法最好还包括以下步骤：解调器操作中的非理想性测量结果 用于生成以递归方式同时校正所有所述非理想性的反馈环路，从而调 整解调器的操作。\n本发明基于监控调制器/解调器的输出振幅，并且最重要的是， 基于观察结果，利用简单的推理规则，在I/Q平面(从所谓的星座图) 根据以基于码元时钟的速率从调制信号采样得到的大量瞬时样本来测 量所有上述非理想性(A，B，C和D)。\n作为按照本发明的问题A解决方案，根据在两个相反方向角扇 区中各自轴周围的样本的振幅差确定I和Q信道的DC偏移。\n作为按照本发明的问题B解决方案，根据两个相反方向角扇区 中各自轴周围的一个信道的样本振幅之和相对于另一信道增加或降低 了多少来确定I和Q信道的信号值。\n作为按照本发明的问题C解决方案，根据相反方向的方向角扇 区对中在与I和Q轴成45°角的两个轴中的一个轴周围的样本振幅之 和相对于另一轴增加或减少了多少来确定I和Q信道载波的90°相差 中的相位误差。\n作为按照本发明的问题D解决方案，根据样本的振幅确定调制 器/解调器的输出功率的变化。\n为了简化本发明的实际实现，最好减少样本数，使得计算中仅接 受与已知具有相同标称振幅的码元相关的样本。\n本发明还涉及一种数字正交调制器，包括调制正交相位I和Q 信号以生成包含正交相位I和Q分量的输出信号的装置。按照本发 明，正交调制器的特征在于，该调制器还包括：\n在调制器的输出信号中，以基于调制器码元时钟的速率进行多个 瞬时振幅采样的装置；\n将需要在特定时刻调制的码元归类成特定方向角扇区的装置；\n将输出信号的振幅样本链接到对应于需要在特定时刻发送的码元 的方向角扇区的装置；\n比较属于每个方向角扇区的样本振幅和其它方向角扇区或某个理 想值，从调制器输出信号中确定本地振荡器载波泄漏，I和Q信道之 间的振幅不均衡，I和Q信道之间的正交误差以及振幅误差的装置。\n调制器最好还包括以下装置：响应于预定失真，生成以递归方式 同时校正所有所述非理想性的反馈环路，从而校正调制器的调整参数 的装置。\n本发明还涉及一种数字正交解调器，包括根据正交调制输入信号 生成模拟正交相位I和Q输出信号的正交混频器。解调器的特征在 于，该解调器包括：\n在正交混频器的I和Q输出信号中，以基于解调器码元时钟的 速率进行多个瞬时采样的装置；\n根据I和Q样本计算输出信号的总振幅样本的装置；\n将特定时刻接收的码元的方向角归类成特定方向角扇区的装置；\n将正交混频器输出信号的振幅样本链接到对应的方向角扇区的装 置；\n比较属于每个方向角扇区的样本振幅和某个理想值或其它扇区， 以递归方式同时确定偏置电压，I和Q信道之间的振幅不均衡，I和 Q信道之间的正交误差以及总振幅误差的装置。\n解调器最好还包括以下装置：生成以递归方式同时校正所有所述 非理想性的反馈环路，从而校正调制器的调整参数的装置，前述生成 方式取决于预定失真。\n为了简化本发明调制器或解调器的结构，最好还包括选择具有相 同标称振幅的振幅样本的装置。\n在本发明装置中，在调制器的正常工作期间连续检测所有上述非 理想性，而不需要用户采取任何措施。在采用数字化形式实现时，本 发明的装置几乎全部易于集成到与调制器其它基带部件相同的电路 中。在检测到非理想性之后，在调制器的正常操作期间也可以自动或 连续校正这些非理想性。\n按照以上描述，本发明的一个根本发现在于，仅考察调制器(发 射机)/解调器混频器的输出信号的瞬时振幅，就可以测得星座中的 上述失真，考察方式取决于需要发送/接收的码元。这样，因为将本 发明方法限制到了以下情况：调制的理想星座包括具有同一个振幅的 若干(＞2)点，所以本发明方法的实际实现较为容易且更为精确。 这种调制包括不同版本的PSK(至少3，即实际上为4相位模式)和 QAM，以及采用正交调制器生成的所有恒定振幅调制(例如CPM)。 对大多数调制而言，可以以码元时钟的速率来进行采样，尽管某些采 样要求待测振幅也位于码元时钟周期之间。在恒定振幅情况下，功率 测量的非线性不会导致将要进行的非理想性校正出现差错。如果本发 明的实现没有这种恒定振幅点，则在非理想性校正中无法实现同等精 确性。\n下面通过基于恒定振幅星座(constellation)点考察的实施例，部分 结合附图，仅在理论上详细描述本发明，在附图中\n图1示出了正交误差的确定；\n图2示出了16QAM星座；\n图3示出了一种正交调制器的大致框图，该正交调制器包括按照 本发明的非理想性补偿；以及\n图4示出了一种正交解调器的大致框图，该正交解调器包括按照 本发明的非理想性补偿。\n在本发明的优选实施例中，考察限制在具有标称恒定振幅的星座 点上，根据该振幅可以如下推断出不同失真值：\nA.DC偏置的测量要求待测点靠近星座中的I和Q轴(尤其适 用于例如8PSK，16QAM，pi/4-QPSK和TFM调制，在这些调制中， 星座点距离轴的最大距离为22.5％；它还适用与QPSK调制，其中 星座点距离轴的最大距离为45°)。根据星座点靠近正I轴的码元测量 输出振幅，并从中减去(相同数量的)输出振幅，从而得到I信道的 偏移，所述振幅对应于星座点靠近负I轴的码元。到轴的距离越短， 以下公式就越精确。Q信道的偏移也可以进行相应测量。因此：\ndUI＝(AO-A4)*K1\ndUQ＝(A2-A6)*K1\n其中，dUI＝I信号偏移\n      dUQ＝Q信号偏移\n      An＝为第n个靠近半轴(正半轴或负半轴)的星座点测\n      得的输出振幅平均值。这些轴从正I轴开始，以45度间\n      隔反时针编号(n＝0，...，7)。\n      Km＝换算系数，取决于装置的实现。\n也可以不测量几乎相反的振幅差，而是通过比较单个振幅和标称 振幅来测量偏移，只是最终结果还包括其他非理想性的大量影响，无 法分离出偏移的百分比。\nB.I和Q信道信号值差的测量要求星座中有靠近I和Q轴的待 测点，如上所述(因此尤其适合例如8PSK，16QAM，pi/4-QPSK和 TFM调制，在这些调制中，星座点距离轴的最大距离为22.5°)。\nAI-AQ＝(A0+A4-A2-A6)*K2\n其中，AI-AQ＝I和Q信号之间的振幅差(有效值，考虑了调 制器混频器响应和类似因素)。\n在该公式中再次很大程度上消除了其它非理想性的影响。\nC.正交误差的测量(I和Q轴之间90°角的误差dΘ)要求星座 中有靠近与I轴成+-45度角的轴的待测点。这种调制包括所有上述调 制，即也包括正常的QPSK。\nAdis＝(A1+A5-A3-A7)/4\ndΘ＝2*(arccos((Adis/Anom+1)/√2)-45 deg.)\n其中，Adis＝平均振幅失真\n      Anom＝标称振幅\n以上计算公式在图1中给出。因为在角度计算前进行平均化，所 以该角度dΘ公式仅提供了一个近似值。.但是，对较小的角度误差而 言，该近似值非常精确。\nD.通过比较所有测量星座点的均值和标称振幅，可以得到调制 器(发射机)的输出振幅的误差。这实现了一个相当传统的ALC功 能，其特定属性是根据星座点进行测量，而不是以均方根或最大值的 形式进行测量。\nAerr＝(A0+A1+A2+A3+A4+A5+A6+A7)/8-Anom\n其中Aerr＝距所需值的输出振幅失真\n在所有上述情况中，最好将多个测量结果平均化，可以大大减小 因其它非理想性和噪声而引起的误差。从实现角度看，标称振幅最好 在采样之后立即减去，从而仅在得到的差值上进行平均化。如果测量 数据用于控制通过适当的反馈放大器校正非理想性的构件，则可以得 到最为精确的调整。\n图2示出了16QAM星座，包括数0，...，7表示的所述轴。需 要使用的恒定振幅点由字符a，...，h表示。可以看到，总有成对的 两个星座点与每个半轴的距离相等。在利用以下公式(An现在是点 n的振幅)计算前面A，B，C和D项定义的非理想性时，这两个点 都被用到：\ndUI＝(Ah+Aa-Ad-Ae)/2*K1\ndUQ＝(Ab+Ac-Af-Ag)2*K1\nAI-AQ＝(Ah+Aa-Ad-Ae-Ab-Ac+Af+Ag)/2*K2\nAdis＝(Aa+Ab-Ae-Af-Ac-Ad+Ag+Ah)/8\ndΘ＝2*(arccos((Adis/Anom+1)/√2)-45deg.)\nAerr＝(Aa+Ab+Ac+Ad+Ae+Af+Ag+Ah)/8-Anom\n在需要时，通过反馈构件馈送以上方法所生成的调制器非理想性 数据，调整调制器，使得非理想性最小。也可以在实现测试时使用该 数据进行单类型校正，对单类型校正而言，装置放置于一个适当的测 试平台，后者确定非理想性，进行设置的自动校正或将其留给测试器。 但是，该过程没有考虑装置正在使用时出现的非理想性，这可以由包 括校正反馈构件的实施例来完成。为了本发明能够正常工作，需要同 时校正所有前述非理想性(A，B，C和D)，因为串音在某种程度上 发生在不同非理想性的测量结果之间。\n图3示出了示出了一种正交调制器的大致框图，该正交调制器包 括按照本发明的非理想性补偿。参数15指明了一个基带处理器，它 接收数字数据和位频时钟CLK作为输入，输出模拟I和Q信号和码 元时钟SLCK。参数11指示一个混频器，其调整参数可以采用数字 化形式。该混频器接收I和Q信号以及来自本地振荡器的载波信号 作为输入。混频器的输出时正交调制输出信号。振幅检测器12用于 在混频器11的输出信号中以基于码元时钟SCLK的速率采样，所述 样本收集到失真计算器13中。失真计算器接收基带处理器所生成的 模拟或数字正交相位I和Q信号作为输入。根据这些I和Q信号， 失真计算器13在它从振幅检测器中接收的样本中选出所需样本，即 实际上最好是那些具有相同标称振幅的样本。利用上述计算公式，失 真计算器13根据选出的样本计算不同失真A，B，C和D的值。根 据计算结果，反馈电路14提供正交调制器11的调整参数，使得调制 器操作期间出现的任何非理想性得以校正。\n按照本发明的原理，可以在调制器正常工作期间以连续方式最有 效地补偿上述非理想性，而不需要任何调整，甚至不需要在生产阶段 进行调整。如上所述，本发明确定非理想性的方法也可以用于进行调 整，使得可以去除连续反馈，进而去除电路14。\n本发明的一个优点是采用数字信号处理的，可重复性很高且非常 有利的实现。不需要任何调整，非理想性的校正可以完全自动化。在 大传输容量情况下，如何足够精确地设置测量时间，以及调制器(发 射机)输出，星座点尚未在所有系统中精确到位的情况，都会引起不 便。其原因是未包括整个滤波过程中的接收机部件。如果需要，只要 在路由去往(和来自)所需星座点的信号中仅选择最适合系统操作的 那些信号，就可以改进这两个问题。这能够减少码元彼此之间的影响。 另一方面，通常大范围求出的平均值已提供了足够好的结果。\n本发明可以通过不同方式实现，这取决于所应用的调制以及待测 星座点的选择。也可以采用不同技术实现输出振幅和数据处理的测 量。本发明最好以基于数字信号处理的现代调制器部件的形式实现。\n实现设备的最有利的方法是尽可能广泛地使用数字实现，与调制 器的其它数字部件集成到同一个微电路中。\n利用码元时钟SCLK(或其倍数)定时的AD转换器，从输出振 幅测量得到的信号可以立即转换成一个或多个比特的数字信号。同 时，从测量结果中减去振幅的标称值。调制器的每个调整参数由一个 寄存器(或累加器)对应。得到的测量结果或者直接，或者以转换过 的形式加入调整参数公式中的寄存器，相应出现所述星座点的振幅(该 点可以根据需要发送的数据获知)。这样，寄存器充当调整反馈的集 成构件，它们所包括的值在换算之后控制了调制器。正交误差公式\ndΘ＝2*(arccos((Adis/Anom+1)/√2)-45 deg.)\n可以替换成近似公式：\ndΘ＝Adis*K3\n根据使用一个比特(＝一个简单的比较器)来完成输出功率测量 的A/D转换的事实，在调制器(发射机)的ALC功能以针对前述误 差D的计算所描述的方式实现时，所需的数字逻辑量可以减少。然 后，设置比较器的比较值，使其对应于所需振幅，而ALC反馈确保 在平衡情况下，在所需星座点得到数量近似相等的1和0。1代表振 幅过高，而0代表振幅过低。\n同一个微电路还可以包括根据本发明的检测信号修改I和Q信 号的电路，使得调制器非理想性得以补偿，得到的结果是一个几乎理 想的输出信号。将修正DC电压与I和Q信号相加可以校正偏移。 改变I和Q信号的振幅可以校正振幅平衡和输出振幅。在I和Q信 号之间引发可控串音可以校正正交误差。所有所述测量及其控制操作 可以数字化实现，所以可以集成整个设备(调制器和检测及调整电路) 以提供非常小且有利的实体。\n也可以将DA转换后的调整电压馈送到电控移相器，以模拟方式 实现正交校正。\n以上仅针对正交调制器描述了本发明，但前面已经提过，本发明 也适用于接收端，即针对正交解调器。该正交解调器在图4中示出， 其中将正交调制信号和从本地振荡其6接收的载波同时馈入正交解调 器的混频器，混频器21的输出是模拟正交相位I和Q信号。电路22 用于以从基带处理器25得到的时钟MCLK的速率在信号振幅中采 样，根据所述样本确定总振幅样本。然后将特定时刻接收的码元的方 向角归类到方向角扇区，每个振幅样本链接到相应的方向角扇区。现 在可以对链接到该方向角的总振幅样本应用上述确定不同失真类型 A，...，D的计算公式。所述确定在失真计算器23中进行。实际上， 仅使用代表具有标称恒定振幅的码元的样本进行计算。只要从混频器 21的输出信号测得的振幅是一个近似正确值，就不需要确定与特定 时刻相关的码元。\n按照本发明在电路23中确定了混频器21操作中的非理想性之 后，利用反馈电路24校正混频器设置，从而校正检测到的失真。\n按照前面的描述，本发明的基本发现涉及使用星座图的形状和大 小来确定操作非理想性，它可以应用于正交调制器和正交解调器。但 是，上述实施例仅提供了非常粗略的说明，实际实现可以在不偏离后 附权利要求书所确定的保护范围的前提下，与以上说明有所不同。因 此，还需要注意，除了模拟或数字电路结构之外，描述的电路的重要 部件也可以通过软件实现，即采用适当编程的处理器完成所需操作或 生成所需结构。